Паралельне включення транзисторів IGBT. Як увімкнути транзистори паралельно Паралельне з'єднання транзистори

Однією з найпоширеніших вимог при доопрацюванні джерел живлення є збільшення вихідного струму чи потужності. Часто це може бути пов'язане з вартістю та труднощами при проектуванні та виготовленні нового джерела. Розглянемо кілька способів збільшення вихідної потужності існуючих джерел.

Перше, що взагалі спадає на думку, - паралельне включення потужних транзисторів. У лінійному стабілізаторі це стосувалося б прохідних транзисторів або, в деяких випадках, паралельних стабілізуючих транзисторів. У таких джерелах просте з'єднання однойменних висновків транзисторів зазвичай не дає практичних результатів через нерівномірний розподіл струму між транзисторами. При підвищенні робочої температури нерівномірний розподіл навантаження стає ще більшим, поки практично весь струм нафузки не потече через один з транзисторів. Запропонований варіант може бути реалізований за умови, що паралельно з'єднані транзистори мають абсолютно ідентичні характеристики та працюють при однаковій температурі. Така умова практично не реалізується через відносно великі розкиди в характеристиках біполярних транзисторів.

З іншого боку, якщо в лінійному стабілізаторі використовуються потужні МОП-транзистори, просте їх запаралелювання працюватиме, тому що ці пристрої мають температурні коефіцієнти іншого знака в порівнянні з потужними біполярними транзисторами і не будуть піддаватися сильному нафеву або перерозподілу струму. Але МОП-транзистори використовувалися частіше в ИИП, ніж у лінійних стабілізаторах (наше розгляд цих імпульсних стабілізаторів дає деяке розуміння проблем паралельного включення транзисторів й у імпульсних стабілізаторах).

Мал. 17.24 показує, як здійснювати паралельне включення транзисторів у лінійному чи імпульсному джерелі живлення. Резистори з невеликим опором, включені в ланцюги емітерів біполярних транзисторів, забезпечують індивідуальне зміщення між базою та емітером, що перешкоджає можливості збільшення частки струму, що протікає через будь-який з транзисторів. Хоча застосування цих так званих баластних емітерних резисторів дуже ефективно при небезпечному перерозподілі струмів або підвищенні температури, слід використовувати мінімальний опір резисторів, який достатньо для цієї мети. В іншому випадку розсіюватиметься помітна потужність, що особливо небажано в імпульсних стабілізаторах, де основною перевагою є високий к.п.д. Не дивно тому, що баластние емітерні резистори мають опору порядку 0,1 Ома, 0,05 Ома або менше, а фактична величина, звичайно, залежатиме насамперед від струму емітера конкретного джерела. Як оцінку можна прийняти величину 1//, де / - максимальний струм емітер (або колектора).

Замість емітерних резисторів іноді можна вирівняти розподіл струму в паралельно з'єднаних біполярних транзисторах, включаючи дещо більш високоомні резистори в ланцюг бази. Вони зазвичай мають опір від 1 до 10 Ом. Хоча повне розсіювання потужності в цьому випадку менше, але ефективність нижча, ніж при використанні емітерних резисторів.

Мал. 17.24. Спосіб паралельного включення потужних біполярних транзисторів. Будь-яка спроба окремого транзистора пропускати більший струм або перегрітися запобігає напругі зміщення на його емітерному резисторі.

В імпульсному стабілізаторі недостатньо просто подбати про розподіл струму в описаних статичних умовах; до уваги необхідно також прийняти динаміку процесу перемикання. Це потребує більшої уваги до узгодженості транзисторних показників. Практично виявлено, що два потужні транзистори одного і того ж типу і назви можуть поводитися при перемиканні по-різному, один з них може бути повільнішим, ніж інший. Хоча небезпека такої розбіжності можна звести нанівець запровадженням баластних емітерних резисторів, їх опору, можливо, доведеться вибирати досить високими порівняно з випадком, коли характеристики транзисторів близькі. Однак, навіть якщо динамічні характеристики окремих транзисторів у паралельному з'єднанні досить близькі.

вплив нерівної довжини провідників або неідентична розводка можуть викликати суттєві відмінності в потужності, що розсіюється.

Найчастіше виявляється, що можна подвоїти вихідну потужність, з'єднавши паралельно два біполярні транзистори і, швидше за все, не потрібно модернізувати каскад, що задає. Однак в інших випадках, ймовірно, буде необхідний більший струм від пристрою. Таким чином, при трьох, чотирьох або більше вихідних транзисторів в каскаді, що задає, також знадобиться паралельне з'єднання транзисторів. Іноді виявляється, що в пристрої, що задає доцільніше застосувати транзистор з більшою номінальною потужністю.

Потужні МОП-транзистори можна включати паралельно без баластових резисторів. Часто чотири або більше таких транзисторів можуть працювати від каскаду, що задає, який працював з одним транзистором. Однак метод показаний на рис. 17.25, рекомендується для попередження паразитних коливань у діапазоні метрових та дециметрових хвиль. З феритовими намистинками може знадобитися деяке експериментування. Часто ефективне згасання забезпечується введенням двох або трьох витків дроту. Інший метод пропонує використовувати невеликі плівкові рези-стсф з опором від 100 до 1000 Ом в ланцюга затвора. Стабілітрони, показані на рис. 17.25, включені до структур спеціально розроблених МОП-транзисторів. Інші МОП-транзистори не мають такого захисту затвора, але метод паралельного включення залишається тим самим.

Потужний імпульсний каскад на МОП-транзисторі може застосовуватися також у послідовній схемі, щоб забезпечити вищу напругу на виході. Схему такого пристрою зображено на рис. 17.26 для двох транзисторів, але їх кількість може бути більшою. Цікавою рисою цього є те, що вхідний сигнал подається тільки однією МОП-транзистор. Це відбувається тому, що на затворі іншого

МОП-траНзистора є напруга +15 щодо землі; цей МОП-транзистор готовий проводити, як тільки ланцюг його витоку виявляється замкнутим МОП-транзистором, що запускається. Така конструкція дозволяє подвоїти потужність, що підводиться до навантаження порівняно з тією, яку можна отримати від одного МОП-Транзистора; в той же час кожен МОП-транзистор працює в межах номінальної напруги між стоком та витоком. /?С-ланцюг у ланцюгу затвора верхнього МОП-транзистора здійснює динамічне балансування напруги на затворах двох МОП-транзисторів. У першому наближенні R\C має дорівнювати В2С2,

Мал. 17.26. Послідовне з'єднання потужних МОП-транзисторів для подвоєної робочої напруги. Цей метод можна поширити на більше потужних МОП-транзисторів. Зверніть увагу, що сигнал запуску надходить лише на один затвор. Хоча показаний спеціалізований потужний МОП-транзистор має внутрішній стабілітрон, більшість інших не мають. Siliconex.

Оскільки з'явилися потужні високовольтні МОП-транзистори, послідовна конфігурація не використовується як раніше, коли ці транзистори стали конкурентоспроможними з біполярними транзисторами. Крім того, властива їм легкість роботи в паралельному режимі унеможливлює труднощі при розрахунку схем. Паралельна конфігурація простіша в реалізації, тому що легше забезпечити однакові температурні умови, які потрібні в обох схемах для оптимальної роботи. Послідовний варіант може бути вибраний у системах, де постійна робоча напруга перевищує номінальне значення для одного МОП-транзистора.

Мало того, що деякі потужні МОП-транзистори містять у вхідному ланцюзі еквівалент стабілітрону для захисту затвора, виробники цих пристроїв можуть включити у вихідний ланцюг «фіксуючий» діод. З цієї причини у багатьох ІІП та схемах управління двигунами, що використовують потужні МОП-транзистори не включають звичайний фіксуючий діод, який використовується у схемі з біполярним транзистором. Це можна віднести до додаткових переваг, оскільки зменшується кількість використовуваних компонентів і знижується вартість. Коли для збільшення допустимої потужності застосовується паралельне з'єднання, це може бути особливо суттєвим, тому що не потрібно розрахованого на великі струми, дорогого зовнішнього діода. Проте слід вивчити технічні умови виробника, щоб встановити, чи підходить для конкретного застосування використовуваний пристрій. У деяких випадках може знадобитися зовнішній діод Шотки або діод з малим часом відновлення, щоб забезпечити високу швидкість перемикання індуктивних навантажень.

Спосіб підвищення вихідної потужності з використанням комплементарних транзисторів згадувався на прикладі біполярних транзисторів (рис. 2.8 і 2.12). До недавнього часу прості схеми і хороші характеристики цього методу були доступні тільки при використанні потужних біполярних транзисторів, де були узгоджені пари прп ​​і рпр транзисторів. Однак тепер кілька виробників розмістили на ринку /-канальні МОП-транзистори, що мають характеристики, дзеркальні по відношенню до л-канальних, тому можна створювати схеми на потужних комплементарних МОП-транзистори. Хоча схеми на біполярних транзисторах зображені на рис. 2.8 та рис. 2.12 є генераторами з насичуваним сердечником, варто відзначити, що лише невеликі зміни необхідні в схемі та режимі роботи, щоб отримати інвертори або перетворювачі із зовнішнім збудженням. Крім того, використовуючи ланцюги зворотного зв'язку та управління, подібні до тих, що застосовувалися в інших стабілізаторах, можна реалізувати стабілізовані джерела.

В даний час є кілька напівпровідникових фірм, таких як International Rectifier, Intersil, Supertex та Westinghouse, які виробляють потужні МОП-транзистори, які підходять для застосування в комплементарних схемах. Перешкоди, які затримали появу кремнієвих РПР потужних транзисторів, не настільки серйозні при виробництві /--канальних МОП-транзисторів. Тому можна очікувати, що інші компанії скоро торгуватимуть пристроями, що містять пару комплементарних МОП-транзисторів для імпульсних застосувань.

Ще одна схема, в якій складаються потужності, показано на рис. 17.27. Тут виходи ідентичних вихідних каскадів з'єднані послідовно, що дозволяє ефективно поєднувати можливості транзисторів без застосування баластових резисторів. Це чудовий спосіб обійтися без потужних транзисторів, що працюють з вищими напругами або номінальними струмами, - такі пристрої можуть бути або недоступні або дуже дорогі. Цей пристрій краще розглянути на початковому етапі конструювання інвертора або стабілізованого джерела, тоді легко визначити вхідні та вихідні обмотки трансформаторів. Фазування вторинних обмоток вихідних трансформаторів має бути таким, щоб вихідна напруга складалася. Відносно легко отримати рівний вклад струмів від потужних транзистори і добре, якщо всі транзистори працюють при одній і тій же температурі. Зазвичай це досягається шляхом застосування загального радіатора. У цьому відношенні схема із загальним колектором, а не показана на малюнку схема із загальним емітером, краща, оскільки не потрібно ніякої ізоляції між корпусом транзистора і радіатором.

Мал. 17.27. Схема подвоєння вихідної потужності інвертора чи імпульсного стабілізатора. Цей метод не вимагає дорогих або недоступних високовольтних або призначених для роботи при великих струмах транзисторів. На відміну від схем із паралельним включенням транзисторів тут не потрібні баластові резистори, що розсіюють потужність.

До недоліків цього методу можна віднести високу вартість, а також збільшені габарити та вагу. Це справедливо тому, що два трансформатори дорожчі, ніж один, який має вдвічі більшу номінальну потужність. Габарити двох трансформаторів, як правило, перевищуватимуть розміри одного трансформатора тієї ж потужності. Істотні чи ні ці чинники залежить, звісно, ​​від конкретних обставин, що з особливостями системи.

Хоча на рис. 17.27 показано два вихідні каскади, об'єднувати можна і більше каскадів. Але основну ідею, запропоновану тут, слід плутати з варіантом, показаним на рис. 2.10 де використовується один вихідний трансформатор, а пари вихідних транзисторів з'єднані послідовно по відношенню до джерела постійної напруги. Схема на рис. 17.27 краще для інверторів із зовнішнім збудженням та ІІП, а схема на рис. 2-10 краще підходить для реалізації інвертора з насичуваним сердечником. У схемі наведеної на рис. 17.27 можна використовувати один сердечник для всіх вхідних трансформаторів і один для вихідних. Звичайно, це так, однак використання окремих трансформаторів, як показано на малюнку, є найбільш розумним для випробувань, оцінки можливостей, вимірювання та експлуатації.

Прикладом гнучкості схеми на рис. 17.27 є можливість використовувати як одну з пар потужні /?/7/?-транзистори. Хоча це не призводить до схеми з комплементарними транзисторами у звичайному сенсі, але в деяких випадках виявляється простіше отримати потрібну сумарну потужність. За змінним струмом функціонування схеми змінилося.

Цікавий спосіб подвоїти вихідний струм і тому вихідну потужність одно-транзисторного імпульсного стабілізатора показаний на рис. 17.28. Сигнал на додатковий перемикаючий транзистор Q2 надходить зі зсувом на 180** по відношенню до сигналу, що надходить на основний транзистор Q. Цей зсув фази здійснюється за допомогою трансформатора 71. Хоча відношення числа витків первинної та вторинної обмоток можна взяти рівним 1, низькі вхідні опори транзисторів зазвичай вимагають отримання оптимальних результатів використовувати понижуючий трансформатор. У цьому випадку вторинна обмотка з відведенням від середини забезпечить нижчу напругу на базі кожного транзистора, ніж наявна на первинній обмотці. (Це, крім того, знижує ймовірність зворотного пробою емітерних переходів транзисторів. Корисним може виявитися включення в ланцюг бази (на малюнку не показано) резистора з малим опором.)

Потрібно також котушка індуктивності L2 аналогічна котушці L\, Додатковий "фіксуючий" діод D2 ідентичний діод D\. Подвоєння вихідного струму стабілізатора не єдине, що дає додатковий перемикаючий транзистор. У цій схемі подвоюється частота пульсацій і вдвічі зменшується їхня амплітуда. Таким чином, з колишньою ємністю вихідного конденсатора С1 на виході стабілізатора маємо чистішу постійну напругу. Інший варіант полягає в тому, щоб зберегти характеристики однотранзисторної схеми, зменшуючи ємність конденсатора С1. Цей варіант дозволяє дещо скоротити габарити та вартість. Якщо дотримуватися цієї методики на початковій стадії проектування, то можна вибрати менш дорогі транзистори, що перемикають, тому що кожен повинен буде перемикатися з частотою, що дорівнює половині частоти пульсацій на виході.

Мал. 17.28. Метод подвоєння вихідного струму імпульсного стабілізатора. Цей метод забезпечує як збільшення вихідний потужності, а й зменшує пульсації вихідної напруги. (А) Спрощена схема звичайного стабілізатора імпульсного. (В) Модифікована схема для подвоєння вихідного струму.

Щоб скористатися перевагами цієї схеми, нестабілізоване джерело постійної напруги має, звичайно, забезпечувати струм, удвічі більший за необхідний для одно-транзисторного стабілізатора. Схеми на рис. 17.28 А і В є стабілізатори із зовнішнім збудливим сигналом, що має фіксовану частоту. Якщо застосовувати цей метод в авто коливальному стабілізаторі, то можуть зустрітися деякі труднощі і, звичайно, буде потрібно експериментальне доведення. Пов'язано це з тим, що частота пульсацій, що використовуються в ланцюгу зворотного зв'язку, вдвічі вища за частоту перемикань.

Транзистором називається напівпровідниковий прилад, який може посилювати, перетворювати та генерувати електричні сигнали. Перший працездатний біполярний транзистор було винайдено 1947 року. Матеріалом для виготовлення служив германій. А вже 1956 року на світ з'явився кремнієвий транзистор.

У біполярному транзистори використовуються два типи носіїв заряду - електрони та дірки, через що такі транзистори і називаються біполярними. Крім біполярних існують уніполярні (польові) транзистори, які використовують лише один тип носіїв - електрони чи дірки. У цій статті буде розглянуто.

Більшість кремнієвих транзистори мають структуру n-p-n, що також пояснюється технологією виробництва, хоча існують і кремнієві транзистори типу p-n-p, але їх трохи менше, ніж структури n-p-n. Такі транзистори використовують у складі комплементарних пар (транзистори різної провідності з однаковими електричними параметрами). Наприклад, КТ315 та КТ361, КТ815 та КТ814, а у вихідних каскадах транзисторних УМЗЧ КТ819 та КТ818. В імпортних підсилювачах дуже часто застосовується потужна комплементарна пара 2SA1943 та 2SC5200.

Часто транзистори структури p-n-p називають транзисторами прямої провідності, а структури n-p-n зворотної. У літературі така назва чомусь майже не зустрічається, а от у колі радіоінженерів та радіоаматорів використовується повсюдно, всім одразу зрозуміло, про що йдеться. На малюнку 1 показано схематичний пристрій транзисторів та їх умовні графічні позначення.

Малюнок 1.

Крім відмінності за типом провідності та матеріалу, біполярні транзистори класифікуються за потужністю та робочою частотою. Якщо потужність розсіювання на транзисторі вбирається у 0,3 Вт, такий транзистор вважається малопотужним. При потужності 0,3…3 Вт транзистор називають транзистором середньої потужності, а за потужності понад 3 Вт потужність вважається великою. Сучасні транзистори можуть розсіювати потужність у кілька десятків і навіть сотень ват.

Транзистори посилюють електричні сигнали не однаково добре: зі збільшенням частоти посилення транзисторного каскаду падає, і певної частоті припиняється зовсім. Тому для роботи у широкому діапазоні частот транзистори випускаються з різними частотними властивостями.

По робочої частоті транзистори діляться на низькочастотні, - робоча частота понад 3 МГц, среднечастотные - 3…30 МГц, високочастотні - понад 30 МГц. Якщо ж робоча частота перевищує 300 МГц, це вже надвисокочастотні транзистори.

Загалом у серйозних товстих довідниках наводиться понад 100 різних параметрів транзисторів, що також говорить про величезну кількість моделей. А кількість сучасних транзисторів така, що в повному обсязі їх уже неможливо помістити в жодному довіднику. І модельний ряд постійно зростає, дозволяючи вирішувати практично всі завдання, поставлені розробниками.

Існує безліч транзисторних схем (досить згадати кількість хоча б побутової апаратури) для посилення та перетворення електричних сигналів, але, при всій різноманітності, ці схеми складаються з окремих каскадів, основою яких служать транзистори. Для досягнення необхідного посилення сигналу доводиться використовувати кілька каскадів посилення, включених послідовно. Щоб зрозуміти, як працюють підсилювальні каскади, треба детальніше познайомитися зі схемами включення транзисторів.

Сам собою транзистор посилити нічого зможе. Його підсилювальні властивості полягають у тому, що малі зміни вхідного сигналу (струму чи напруги) призводять до значних змін напруги або струму на виході каскаду за рахунок витрати енергії від зовнішнього джерела. Саме ця властивість широко використовується в аналогових схемах - підсилювачі, телебачення, радіо, зв'язок і т.д.

Для спрощення викладу тут розглядатимуться схеми на транзисторах структури n-p-n. Все що буде сказано про ці транзистори, однаково відноситься і до транзисторів p-n-p. Достатньо лише змінити полярність джерел живлення, і якщо такі є, щоб отримати працюючу схему.

Усього таких схем застосовується три: схема із загальним емітером (ОЕ), схема із загальним колектором (ОК) та схема із загальною базою (ПРО). Всі ці схеми показано малюнку 2.

Малюнок 2.

Але перш, ніж перейти до розгляду цих схем, слід познайомитися з тим, як транзистор працює в ключовому режимі. Це знайомство має спростити розуміння у режимі посилення. У даному разі ключову схему можна розглядати як різновид схеми з ОЕ.

Робота транзистора у ключовому режимі

Перед тим, як вивчати роботу транзистора в режимі посилення сигналу, варто згадати, що транзистори часто використовуються в ключовому режимі.

Такий режим роботи транзистора розглядався вже давно. У серпневому номері журналу «Радіо» 1959 року було опубліковано статтю Г. Лаврова «Напівпровідниковий тріод у режимі ключа». Автор статті пропонував зміною тривалості імпульсів в обмотці керування (ЗП). Тепер подібний спосіб регулювання називається ШІМ і застосовується досить часто. Схема з журналу на той час показано малюнку 3.

Малюнок 3.

Але ключовий режим використовується не тільки в системах ШІМ. Часто транзистор просто щось включає та вимикає.

В цьому випадку як навантаження можна використовувати реле: подали вхідний сигнал - реле увімкнулося, ні - сигналу реле вимкнулося. Замість реле у ключовому режимі часто використовуються лампочки. Зазвичай це робиться для індикації: лампочка або світить або погашена. Схема такого ключового каскаду показано малюнку 4. Ключові каскади також застосовуються до роботи з світлодіодами чи оптронами.

Малюнок 4.

На малюнку каскад управляється звичайним контактом, хоча натомість може бути цифрова мікросхема чи . Лампочка автомобільна, така застосовується для підсвічування дошки приладів в «Жигулях». Слід звернути увагу на той факт, що для управління використовується напруга 5В, а колекторна напруга 12В, що комутується.

Нічого дивного в цьому немає, оскільки напруги в цій схемі ніякої ролі не відіграють, значення мають лише струми. Тому лампочка може бути хоч на 220В, якщо транзистор призначений для роботи на таких напругах. Напруга колекторного джерела також має відповідати робочому напрузі навантаження. За допомогою подібних каскадів виконується підключення навантаження до цифрових мікросхем або мікроконтролерів.

У цій схемі струм бази управляє струмом колектора, який, за рахунок енергії джерела живлення, більше у кілька десятків, а то й сотень разів (залежить від колекторного навантаження), ніж струм бази. Неважко помітити, що відбувається посилення струму. Працюючи транзистора в ключовому режимі зазвичай до розрахунку каскаду користуються величиною, званої у довідниках «коефіцієнт посилення струму у режимі великого сигналу», - у довідниках позначається буквою β. Це є відношення струму колектора, який визначається навантаженням, до мінімально можливого струму бази. У вигляді математичної формули це виглядає так: β = Iк/Iб.

Для більшості сучасних транзисторів коефіцієнт β досить великий, як правило, від 50 і вище, тому при розрахунку ключового каскаду його можна прийняти рівним всього 10. Навіть якщо струм бази і вийде більше розрахункового, то транзистор від цього сильніше не відкриється, на те він та ключовий режим.

Щоб запалити лампочку, показану малюнку 3, Iб = Iк/β = 100мА/10 = 10мА, це мінімум. При керуючій напрузі 5В на базовому резистори Rб за вирахуванням падіння напруги на ділянці Б-Е залишиться 5В - 0,6В = 4,4В. Опір базового резистора вийде: 4,4 В/10мА = 440 Ом. Зі стандартного ряду вибирається резистор з опором 430 Ом. Напруга 0,6В ця напруга на переході Б-Е, і при розрахунках про неї не слід забувати!

Для того, щоб база транзистора при розмиканні контакту, що управляє, не залишилася «висіти в повітрі», перехід Б-Е зазвичай шунтується резистором Rбе, який надійно закриває транзистор. Про цей резистори не слід забувати, хоча в деяких схемах його чомусь немає, що може призвести до помилкового спрацьовування каскаду від перешкод. Власне, всі про цей резистор знали, але чомусь забули, і вкотре наступили на «граблі».

Номінал цього резистора повинен бути таким, щоб при розмиканні контакту напруга на базі не виявилася б меншою за 0,6В, інакше каскад буде некерованим, начебто ділянку Б-Е просто замкнули коротко. Майже резистор Rбе ставлять номіналом приблизно в десять разів більше, ніж Rб. Але навіть якщо номінал Rб складе 10Ком, схема працюватиме досить надійно: потенціали бази та емітера будуть рівні, що призведе до закривання транзистора.

Такий ключовий каскад, якщо він справний, може включити лампочку в повний розжар або вимкнути зовсім. У цьому випадку транзистор може бути повністю відкритий (насичення) або повністю закритий (стан відсічення). Тут же, сам собою, напрошується висновок, що між цими «граничними» станами існує таке, коли світить лампочка вповнакала. У цьому випадку транзистор наполовину відкритий чи закритий наполовину? Це як завдання про наповнення склянки: оптиміст бачить склянку, наполовину налитий, тоді як песиміст вважає його наполовину порожнім. Такий режим роботи транзистора називається підсилювальним чи лінійним.

Робота транзистора у режимі посилення сигналу

Практично вся сучасна електронна апаратура складається з мікросхем, у яких «заховані» транзистори. Достатньо просто підібрати режим роботи операційного підсилювача, щоб отримати необхідний коефіцієнт посилення або смугу пропускання. Але, незважаючи на це, досить часто застосовуються каскади на дискретних (розсипних) транзисторах, і тому розуміння роботи підсилювального каскаду просто необхідне.

Найпоширенішим включенням транзистора проти ОК і ПРО є схема із загальним емітером (ОЭ). Причина такої поширеності, перш за все, високий коефіцієнт посилення за напругою та струмом. Найбільш високий коефіцієнт посилення каскаду ОЕ забезпечується, коли на колекторному навантаженні падає половина напруги джерела живлення Eпіт/2. Відповідно, друга половина падає на ділянці КЕ транзистора. Це досягається налаштуванням каскаду, про що буде розказано трохи нижче. Такий режим посилення називається класом А.

При включенні транзистора з ЕЕ вихідний сигнал на колекторі знаходиться в протифазі з вхідним. Як недоліки можна відзначити те, що вхідний опір ОЕ невеликий (не більше кількох сотень Ом), а вихідний в межах десятків КОМ.

Якщо в ключовому режимі транзистор характеризується коефіцієнтом посилення струму в режимі великого сигналу β , то в режимі посилення використовується «коефіцієнт посилення струму в режимі малого сигналу», що позначається, в довідниках h21е. Таке позначення прийшло з уявлення транзистора у вигляді чотириполюсника. Літера "е" говорить про те, що вимірювання проводилися при включенні транзистора із загальним емітером.

Коефіцієнт h21е, як правило, дещо більший, ніж β, хоча при розрахунках у першому наближенні можна користуватися і ним. Все одно розкид параметрів β і h21е настільки великий навіть одного типу транзистора, що розрахунки виходять лише приблизними. Після таких розрахунків, як правило, потрібне налаштування схеми.

Коефіцієнт посилення транзистора залежить від товщини бази, тому змінити його не можна. Звідси і великий розкид коефіцієнта посилення транзисторів взятих навіть із однієї коробки (читай однієї партії). Для малопотужних транзисторів цей коефіцієнт коливається не більше 100…1000, а й у потужних 5…200. Чим тонша база, тим вищий коефіцієнт.

Найпростіша схема включення транзистора ОЕ показано малюнку 5. Це просто невеликий шматочок з малюнка 2, показаного у другій частині статті. Така схема називається схемою з фіксованим струмом бази.

Малюнок 5.

Схема винятково проста. Вхідний сигнал подається до бази транзистора через розділовий конденсатор C1, і, будучи посиленим, знімається з колектора транзистора через конденсатор C2. Призначення конденсаторів - захистити вхідні ланцюги від постійної складової вхідного сигналу (досить згадати вугільний або електретний мікрофон) та забезпечити необхідну смугу пропускання каскаду.

Резистор R2 є колекторним навантаженням каскаду, а R1 подає постійне зміщення до бази. За допомогою цього резистора намагаються зробити так, щоб напруга на колекторі була б Eпіт/2. Такий стан називають робочою точкою транзистора, у цьому випадку коефіцієнт посилення каскаду максимальний.

Приблизно опір резистора R1 можна визначити за простою формулою R1 - R2 * h21е / 1,5 ... 1,8. Коефіцієнт 1,5…1,8 підставляється залежно від напруги живлення: при низькій напрузі (трохи більше 9В) значення коефіцієнта трохи більше 1,5, а починаючи з 50В, наближається до 1,8…2,0. Але дійсно формула настільки приблизна, що резистор R1 найчастіше доводиться підбирати, інакше необхідна величина Eпіт/2 на колекторі отримана не буде.

Колекторний резистор R2 задається як умова задачі, оскільки від його величини залежить колекторний струм і посилення каскаду в цілому: що більший опір резистора R2, то вище посилення. Але з цим резистором треба бути обережним, колекторний струм повинен бути меншим за гранично допустимий для даного типу транзистор.

Схема дуже проста, але ця простота надає їй і негативних властивостей, і за цю простоту доводиться розплачуватися. По-перше посилення каскаду залежить від конкретного екземпляра транзистора: замінив транзистор при ремонті, - підбирай заново усунення, виводь на робочу точку.

По-друге, від температури навколишнього середовища - з підвищенням температури зростає зворотний струм колектора Iко, що призводить до збільшення струму колектора. І де ж тоді половина напруги живлення на колекторі Eпіт/2, та сама робоча точка? В результаті транзистор гріється ще сильніше, після чого виходить з ладу. Щоб позбавитися цієї залежності, або, принаймні, звести її до мінімуму, в транзисторний каскад вводять додаткові елементи негативного зворотного зв'язку - ООС.

На малюнку 6 показана схема з фіксованою напругою усунення.

Малюнок 6.

Здавалося б, що дільник напруги Rб-к, Rб-е забезпечить необхідне початкове усунення каскаду, але насправді такому каскаду притаманні всі недоліки схеми з фіксованим струмом. Таким чином, наведена схема є лише різновидом схеми з фіксованим струмом, показаної на малюнку 5.

Схеми із термостабілізацією

Дещо краще справа у разі застосування схем, показаних на малюнку 7.

Малюнок 7.

У схемі з колекторною стабілізацією резистор зміщення R1 підключений не до джерела живлення, а до колектора транзистора. У цьому випадку, якщо зі збільшенням температури відбувається збільшення зворотного струму, транзистор відкривається сильніше, напруга на колекторі зменшується. Це зменшення призводить до зменшення напруги усунення, що подається на базу через R1. Транзистор починає закриватися, колекторний струм зменшується до прийнятної величини, положення робочої точки відновлюється.

Цілком очевидно, що такий захід стабілізації призводить до деякого зниження посилення каскаду, але це не біда. Відсутнє посилення, як правило, додають нарощуванням кількості підсилювальних каскадів. Проте подібна ООС дозволяє значно розширити діапазон робочих температур каскаду.

Дещо складніша схемотехніка каскаду з емітерною стабілізацією. Підсилювальні властивості подібних каскадів залишаються незмінними ще в широкому діапазоні температур, ніж у схеми з колекторною стабілізацією. І ще одна незаперечна перевага - при заміні транзистора не доводиться заново підбирати режими роботи каскаду.

Емітерний резистор R4, забезпечуючи температурну стабілізацію, також знижує посилення каскаду. Це постійного струму. Для того, щоб виключити вплив резистора R4 на посилення змінного струму, резистор R4 шунтований конденсатором Се, який для змінного струму становить незначний опір. Його величина визначається діапазоном частот підсилювача. Якщо ці частоти лежать у звуковому діапазоні, ємність конденсатора може бути від одиниць до десятків і навіть сотень мікрофарад. Для радіочастот це вже соті або тисячні частки, але в деяких випадках схема чудово працює і без цього конденсатора.

Щоб краще зрозуміти, як працює емітерна стабілізація, треба розглянути схему включення транзистора із загальним колектором ОК.

Схема із загальним колектором (ОК) Показано на малюнку 8. Ця схема є шматочком малюнка 2, з другої частини статті, де показані всі три схеми включення транзисторів.

Малюнок 8.

Навантаженням каскаду є емітерний резистор R2, вхідний сигнал подається через конденсатор C1 а вихідний знімається через конденсатор C2. Ось тут можна запитати, чому ця схема називається ОК? Адже, якщо згадати схему ОЕ, там явно видно, що емітер з'єднаний із загальним проводом схеми, щодо якого подається вхідний і знімається вихідний сигнал.

У схемі ОК колектор просто з'єднаний з джерелом живлення, і на перший погляд здається, що до вхідного і вихідного сигналу відношення не має. Але насправді джерело ЕРС (батарея живлення) має дуже маленький внутрішній опір, для сигналу це майже одна точка, той самий контакт.

Докладніше роботу схеми ОК можна розглянути малюнку 9.

Малюнок 9.

Відомо, що для кремнієвих транзисторів напруга переходу б-е знаходиться в межах 0,5 ... 0,7 В, тому можна прийняти його в середньому 0,6 В, якщо не ставитися за мету проводити розрахунки з точністю до десятих часток відсотка. Тому, як видно на малюнку 9, вихідна напруга завжди буде меншою за вхідний на величину Uб-е, а саме на ті самі 0,6В. На відміну від схеми ОЕ ця схема не інвертує вхідний сигнал, вона просто повторює його та ще й знижує на 0,6В. Таку схему ще називають емітерним повторювачем. Навіщо така схема потрібна, у чому її користь?

Схема ОК посилює сигнал по струму в h21е разів, що свідчить, що вхідний опір схеми в h21е разів більше, ніж опір ланцюга емітера. Тобто можна не побоюючись спалити транзистор подавати безпосередньо на базу (без обмежувального резистора) напругу. Просто взяти висновок бази та з'єднати його з шиною живлення +U.

Високий вхідний опір дозволяє підключати джерело вхідного сигналу з високим імпеданс (комплексний опір), наприклад, п'єзоелектричний звукознімач. Якщо такий звукознімач підключити до каскаду за схемою ОЕ, то низький вхідний опір цього каскаду просто посадить сигнал звукознімача, радіо грати не буде.

Відмінною особливістю схеми ОК є те, що її колекторний струм Iк залежить тільки від опору навантаження та напруги вхідного джерела сигналу. При цьому параметри транзистора взагалі ніякої ролі не відіграють. Про такі схеми говорять, що вони охоплені стовідсотковим зворотним зв'язком за напругою.

Як показано на малюнку 9 струм в емітерному навантаженні (він струм емітера) Iн = Iк + Iб. З огляду на, що струм бази Iб мізерно малий проти струмом колектора Iк, можна вважати, що струм навантаження дорівнює струму колектора Iн = Iк. Струм у навантаженні буде (Uвх - Uбе)/Rн. При цьому вважатимемо, що Uбе відомий і дорівнює 0,6В.

Звідси випливає, що струм колектора Iк = (Uвх - Uбе)/Rн залежить лише від вхідної напруги та опору навантаження. Опір навантаження можна змінювати в широких межах, правда, при цьому особливо старатися не треба. Адже якщо замість Rн поставити цвях - сотку, то ніякий транзистор не витримає!

Схема ОК дозволяє легко виміряти статичний коефіцієнт передачі струму h21э. Як це зробити, показано малюнку 10.

Малюнок 10.

Спочатку слід виміряти струм навантаження, як показано на малюнку 10а. У цьому основу транзистора нікуди підключати зайве, як показано малюнку. Після цього вимірюється струм бази відповідно до рисунка 10б. Вимірювання повинні в обох випадках проводитися в одних величинах: або в амперах, або міліамперах. Напруга джерела живлення та навантаження повинні залишатися незмінними при обох вимірах. Щоб дізнатися статичний коефіцієнт передачі струму, достатньо струм навантаження розділити на струм бази: h21е ≈ Iн/Iб.

Слід зазначити, що зі збільшенням струму навантаження h21е дещо зменшується, а зі збільшенням напруги живлення збільшується. Емітерні повторювачі часто будуються за двотактною схемою із застосуванням комплементарних пар транзисторів, що дозволяє збільшити вихідну потужність пристрою. Такий емітерний повторювач показаний малюнку 11.

Малюнок 11.

Малюнок 12.

Включення транзисторів за схемою із загальною базою ПРО

Така схема дає тільки посилення за напругою, але має кращі частотні властивості в порівнянні зі схемою ОЕ: ті ж транзистори можуть працювати на більш високих частотах. Основне застосування схеми ПРО це антенні підсилювачі діапазонів ДМВ. Схема антенного підсилювача показано малюнку 12.

Буквально відразу після появи напівпровідникових приладів, скажімо, транзисторів вони стрімко почали витісняти електровакуумні прилади і, зокрема, тріоди. Нині транзистори займають провідне становище у схемотехніці.

Початківцю, а часом і досвідченому радіоаматору-конструктору, не відразу вдається знайти потрібне схемотехнічне рішення або розібратися у призначенні тих чи інших елементів у схемі. Маючи ж під рукою набір "цеглинок" з відомими властивостями набагато легше будувати "будівлю" того чи іншого пристрою.

Не зупиняючись докладно на параметрах транзистора (про це досить написано в сучасній літературі, наприклад, в), розглянемо лише окремі властивості та способи їхнього поліпшення.

Одна з перших проблем, що постають перед розробником, - збільшення потужності транзистора. Її можна вирішити паралельним включенням транзисторів (). Струмовирівнюючі резистори в ланцюгах емітерів сприяють рівномірному розподілу навантаження.

Виявляється, паралельне включення транзисторів корисне як збільшення потужності при посиленні великих сигналів, а й зменшення шуму при посиленні слабких. Рівень шумів зменшується пропорційно до кореня квадратного з кількості паралельно включених транзисторів.

Захист від перевантаження струмом найбільш просто вирішується введенням додаткового транзистора (). Недолік такого самозахисного транзистора - зниження ККД через наявність датчика струму R. Можливий варіант удосконалення показаний на . Завдяки введенню германієвого діода або діода Шоттки можна в кілька разів зменшити номінал резистора R, а значить, і потужність, що розсіюється на ньому.

Для захисту від зворотної напруги паралельно висновкам емітер-колектор зазвичай включають діод, як, наприклад, складових транзисторах типу КТ825, КТ827.

При роботі транзистора в ключовому режимі, коли потрібно швидке його перемикання з відкритого стану в закритий і назад, іноді застосовують RC-ланцюжок, що форсує (). У момент відкриття транзистора заряд конденсатора збільшує його базовий струм, що сприяє скороченню часу включення. Напруга на конденсаторі досягає падіння напруги на базовому резистори, викликаного струмом бази. У момент закриття транзистора конденсатор, розряджуючись, сприяє розсмоктування неосновних носіїв у основі, скорочуючи час вимкнення.

Підвищити крутість транзистора (ставлення зміни струму колектора (стоку) до зміни напруги, що викликало його, на базі (затворі) при постійному Uке Uсі)) можна за допомогою схеми Дарлінгтона (). Резистор в ланцюзі бази другого транзистора (може бути відсутнім) застосовують для завдання струму колектора першого транзистора. Аналогічний складовий транзистор з високим вхідним опором (завдяки застосуванню польового транзистора) представлений на . Складові транзистори представлені на рис. і зібрані на транзисторах різної провідності за схемою Шиклаї.

Введення в схеми Дарлінгтона та Шиклаї додаткових транзисторів, як показано на рис. і збільшує вхідний опір другого каскаду по змінному струму і відповідно коефіцієнт передачі. Застосування аналогічного рішення на транзисторах рис. і дає відповідно схеми і, лінеаризуючи крутість транзистора.

Широкополосний транзистор з високою швидкодією представлений на . Підвищення швидкодії досягнуто результаті зменшення ефекту Міллера аналогічно і .

"Діамантовий" транзистор за патентом ФРН представлений на . Можливі варіанти включення зображені на . Характерна риса цього транзистора - відсутність інверсії на колекторі. Звідси і збільшення вдвічі здатності навантаження схеми .

Потужний складовий транзистор з напругою насичення близько 1,5 зображений на рис.24. Потужність транзистора може бути значно збільшена шляхом заміни транзистора VT3 на складовий транзистор ().

Аналогічні міркування можна навести і транзистора p-n-p типу, і навіть польового транзистора з каналом p-типа. При використанні транзистора в якості регулюючого елемента або в ключовому режимі можливі два варіанти включення навантаження: ланцюг колектора () або ланцюг емітера ().

Як видно з наведених формул, найменше падіння напруги, а відповідно і мінімальна потужність, що розсіюється - на простому транзисторі з навантаженням в ланцюги колектора. Застосування складеного транзистора Дарлінгтона та Шиклаї з навантаженням у ланцюги колектора рівнозначне. Транзистор Дарлінгтон може мати перевагу, якщо колектори транзисторів не об'єднувати. При включенні навантаження в ланцюг емітера перевага транзистора Шикла очевидна.

Література:

1. Степаненко І. Основи теорії транзисторів та транзисторних схем. - М: Енергія, 1977.
2. Патент США 4633100: Публ. 20-133-83.
3. А.с. 810093.
4. Патент США 4730124: Публ.22-133-88. - С.47.

1. Збільшення потужності транзистора.

Резистори в ланцюгах емітерів необхідні рівномірного розподілу навантаження; рівень шумів зменшується пропорційно квадратному кореню із кількості паралельно включених транзисторів.

2. Захист від перевантаження струмом.

Недолік-зниження ККД через наявність датчика струму R.

Інший варіант - завдяки введенню германієвого діода або діода Шоттки можна в кілька разів зменшити номінал резистора R, і на ньому буде розсіюватись менша потужність.

3. Складовий транзистор із високим вихідним опором.

Через каскодне включення транзисторів значно зменшений ефект Міллера.

Інша схема - рахунок повної розв'язки другого транзистора від входу і живлення стоку першого транзистора напругою, пропорційним вхідному, складовий транзистор має ще вищі динамічні характеристики (єдина умова - другий транзистор повинен мати вищу напругу відсічки). Вхідний транзистор можна замінити біполярним.

4. Захист транзистора від глибокого насичення.

Запобігання прямому зміщенню переходу база-колектор за допомогою діода Шоттки.

Більш складний варіант – схема Бейкера. При досягненні напругою на колекторі транзистора напруги бази "зайвий" базовий струм скидається через колекторний перехід, запобігаючи насиченню.

5. Схема обмеження насичення щодо низьковольтних ключів.

З датчиком струму основи.

З датчиком струму колектора.

6. Зменшення часу вмикання/вимкнення транзистора шляхом застосування форсуючого RC ланцюжка.

7. Складовий транзистор.

Схема дарлінгтону.

Схема Шіклаї.

Зі зростанням потужності силового обладнання підвищуються вимоги до електроніки управління високовольтним та сильноточним навантаженням. У потужних імпульсних перетворювачах, де елементи працюють одночасно з високими рівнями напруг і струмів, часто потрібне паралельне з'єднання силових ключів, таких, наприклад, як транзистори IGBT, добре працюють в подібних схемах.

Існує безліч нюансів, які необхідно враховувати при паралельному включенні двох і більше IGBT. Один із них - з'єднання затворів транзисторів. Затвори паралельні IGBT можуть підключатися до драйвера через загальний резистор, окремі резистори або комбінацію загального та окремих опорів (Малюнок 1). Більшість фахівців погоджуються, що обов'язково потрібно використовувати окремі резистори. Проте існують вагомі аргументи на користь схеми із загальним резистором.

а) Індивідуальні резистори
б) Загальний резистор
в) Комбіноване включення резисторів
Малюнок 1.	Різні конфігурації схем керування затворами IGBT.

Насамперед при розрахунку схеми з паралельними IGBT потрібно визначити максимальний струм керування транзисторами. Якщо вибраний драйвер не може забезпечити сумарний базовий струм кількох IGBT, доведеться ставити окремий драйвер на кожен транзистор. І тут індивідуальний резистор буде в кожного IGBT. Швидкодії більшості драйверів достатньо, щоб забезпечити інтервал між імпульсами включення та вимкнення в кілька десятків наносекунд. Цей час цілком пропорційно з часом перемикання IGBT, що становить сотні наносекунд.

Для тестування різних конфігурацій резисторів з 22 ON Semiconductor IGBT типу NGTB40N60IHL, що випускаються, були обрані два транзистори з найбільшим взаємним розкидом параметрів. Їх втрати при включенні становили 1.65 мДж та 1.85 мДж, а втрати при виключенні 0.366 мДж та 0.390 мДж, відповідно. Транзистори розраховані на робочу напругу 600 і струм 40 А.

При використанні одного загального драйвера з окремими 22-омними резисторами, спостерігалося яскраво виражене розбіжність кривих струму в момент вимкнення через невідповідність швидкостей перемикання, нерівності порогів, крутості та зарядів затворів двох приладів. Заміна двох резисторів одним загальним із опором 11 Ом у будь-який момент часу зрівнює потенціали на затворах обох IGBT. У такій конфігурації істотно зменшується перекіс струмів у момент вимкнення. З погляду неузгодженості по постійному струму конфігурація резисторів значення немає.

Оптимізація параметрів потужних схем із паралельним включенням силових ключів дозволяє підвищити надійність пристрою та покращити його робочі характеристики. Розглянуті у статті схеми управління затворами IGBT – один із факторів підвищення ефективності потужних комутаційних вузлів перетворювальної техніки.

МОП (буржуйською MOSFET) Розшифровується як Метал-Оксид-Напівпровідник з цього скорочення стає зрозумілою структура цього транзистора.

Якщо на пальцях, то в ньому є напівпровідниковий канал, який служить як би однією обкладкою конденсатора і друга обкладка - металевий електрод, розташований через тонкий шар оксиду кремнію, який є діелектриком. Коли на затвор подають напругу, цей конденсатор заряджається, а електричне поле затвора підтягує до каналу заряди, у результаті у каналі виникають рухливі заряди, здатні утворити електричний струм і опір стік — витік різко падає. Чим вище напруга, тим більше зарядів і нижче опір, в результаті опір може знизитися до мізерних значень - соті частки ома, а якщо піднімати напругу далі, то відбудеться пробою шару оксиду і транзистору хана.

Гідність такого транзистора, порівняно з біполярним, очевидна — на затвор треба подавати напругу, але так як там діелектрик, то струм буде нульовим, а отже необхідна потужність на керування цим транзистором буде мізерною, За фактом він споживає тільки в момент перемикання, коли йде заряд і розряд конденсатора.

Нестача ж витікає з його ємнісної властивості - наявність ємності на затворі вимагає великого зарядного струму при відкритті. Теоретично, що дорівнює нескінченності на нескінченно малому проміжку часу. А якщо струм обмежити резистором, то конденсатор заряджатиметься повільно - від постійного часу RC ланцюга нікуди не дінешся.

МОП Транзистори бувають P та Nканальні. Принцип у них той самий, різниця лише в полярності носіїв струму в каналі. Відповідно в різному напрямку керуючого напруги та включення в ланцюг. Найчастіше транзистори роблять у вигляді компліментарних пар. Тобто дві моделі з абсолютно однаковими характеристиками, але одна з них N, а інша P канальні. Маркування в них зазвичай відрізняється на одну цифру.

У мене найходовішими МОПтранзисторами є IRF630(n канальний) та IRF9630(p канальний) свого часу я наставив їх з півтора десятка кожного виду. Маючи не дуже габаритний корпус TO-92цей транзистор може хвацько протягнути через себе до 9А. Опір у відкритому стані має всього 0.35 Ома.
Втім, це досить старий транзистор, зараз уже є речі і крутіші, наприклад IRF7314, здатний протягнути ті ж 9А, але при цьому він уміщається в корпус SO8 - розміром з зошит.

Однією з проблем стикування MOSFETтранзистора і мікроконтролера (чи цифрової схеми) і те, що з повноцінного відкриття до насичення цьому транзистору треба вкотити на затвор досить більше напруга. Зазвичай, це близько 10 вольт, а МК може видати максимум 5.
Тут варіантів три:

Але взагалі, правильніше все ж ставити драйвер, адже крім основних функцій формування керуючих сигналів він як додаткова фенечка забезпечує і струмовий захист, захист від пробою, перенапруги, оптимізує швидкість відкриття на максимум, загалом, жере свій струм недаремно.

Вибір транзистора теж дуже складний, якщо не морочитися на граничні режими. В першу чергу тебе має хвилювати значення струму стоку - I Drain або I Dвибираєш транзистор за максимальним струмом для твого навантаження, краще із запасом відсотків так на 10. Наступний важливий для тебе параметр це V GS- Напруга насичення Виток-Затвор або, простіше кажучи, напруга, що управляє. Іноді його пишуть, але частіше доводиться виглядати із графіків. Шукаєш графік вихідний характеристики Залежність I Dвід V DSпри різних значеннях V GS. І прикидаєш який у тебе буде режим.

Ось, наприклад, треба тобі запитати двигун на 12 вольт, зі струмом 8А. На драйвер потупився і маєш лише 5 вольтовий керуючий сигнал. Перше що спало на думку після цієї статті — IRF630. По струму підходить із запасом 9А проти необхідних 8. Але глянемо на вихідну характеристику:

Якщо збираєшся загнати на цей ключ ШІМ, то треба поцікавитися часом відкриття та закриття транзистора, вибрати найбільше і щодо часу порахувати граничну частоту, на яку він здатний. Зветься ця величина Switch Delayабо t on,t off, загалом, якось так. Ну а частота це 1/t. Також не зайвою буде подивитися на ємність затвора C issвиходячи з неї, а також обмежувального резистора в ланцюгу затвора, можна розрахувати постійну часу заряду затворної RC ланцюга і прикинути швидкодію. Якщо постійна часу буде більшою за період ШІМ, то транзистор буде не відкриватися/закриватися, а повисне в деякому проміжному стані, так як напруга на його затворі буде проінтегрована цим RC ланцюгом в постійну напругу.

При поводженні з цими транзисторами зважай на той факт, що статичної електрики вони бояться не просто сильно, а ДУЖЕ СИЛЬНО. Пробити затвор статичним зарядом більш ніж реально. Так що як купив, відразу ж у фольгуі не діставай поки не запаюватимеш. Попередньо заземлися за батарею і одягни шапочку з фольги:).