Диодный смеситель. Кольцевой диодный смеситель для приемника Кольцевой диодный смеситель

Главная

Отопление

К устройствам преобразования частоты относятся любые схемы, в которых частота сигнала на выходе не равна его входной частоте. Такие устройства для изменения частоты сигнала используют разнообразные нелинейные элементы. Очень часто в качестве этих элементов выступают полупроводниковые диоды различных типов. Использование диодов особенно популярно в малосигнальных цепях, где предъявляются высокие требования к шумовым параметрам и параметрам чувствительности преобразователей. К диодным преобразователям частоты в первую очередь относятся смесители, также разнообразные умножители и делители частот, некоторые виды автодинных преобразователей. Наибольшее распространение получили смесители и умножители частот, которые и рассматриваются далее.

Смесители - это устройства преобразования частоты, которые, имея на входе два сигнала, формируют на выходе сигнал с частотой, строго зависящей (обычно равной сумме или разности) от частот входных сигналов.

Работа смесителя основана на взаимной модуляции двух колебаний на нелинейном (преобразующем) элементе. Если характеристика прямой передачи нелинейного элемента квадратична (описывается уравнением \(I = b U^2\)), то при подаче на нелинейный элемент двух колебаний с частотами \(\omega_1\), \(\omega_2\) и амплитудами \(U_1\), \(U_2\) ток через него будет равен:

\(b {\left(U_1 \sin{\left(\omega_1 t \right)} + U_2 \sin{ \left(\omega_2 t \right) } \right)}^2 = \cfrac{b}{2} \left(U_1^2 + U_2^2 \right) - \cfrac{b U_1^2}{2} \cos{ \left(2 \omega_1 t \right)} - \)

\(- \cfrac{b U_2^2}{2} \cos{ \left(2 \omega_2 t \right)} + b U_1 U_2 \cos{ \left(\left(\omega_1 - \omega_2 \right) t \right) } - b U_1 U_2 \cos{ \left(\left(\omega_1 + \omega_2 \right) t \right)}\).

Т.е. в токе нелинейного элемента будут присутствовать колебания т.н. комбинационных частот : \(\omega_1 – \omega_2\) и \(\omega_1 + \omega_2\). Одно из колебаний комбинационной частоты является полезным и может быть выделено на селективной нагрузке смесителя. Все остальные присутствующие в выходном сигнале составляющие являются мешающими.

В качестве нелинейного элемента смесителя могут выступать: полупроводниковые диоды, полевые и биполярные транзисторы в некоторых схемах включения, комбинированные схемы.

Смесители на полупроводниковых диодах характеризуются невысоким уровнем шумов, высокой надежностью, невысоким входным сопротивлением для напряжения гетеродина, низким коэффициентом передачи напряжения (0,3...0,5) и мощности (0,1...0,3), могут работать на более высоких частотах, чем смесители на транзисторах. В диодных смесителях желательно использовать высокочастотные кремниевые диоды, обладающие большим отношением обратного и прямого сопротивлений и малой емкостью перехода (например, КД503), а еще лучше диоды с барьером Шоттки , характеризующиеся малым уровнем шумов (например, типа КД419), могут также применяться и обращенные диоды . Для использования в диапазоне СВЧ предназначены специальные смесительные диоды . Для смесителей, в которых должны использоваться несколько диодов с максимально близкими параметрами, выпускаются определенным образом подобранные пары и четверки диодов, а также диодные сборки .

Простейшая схема смесителя на одном диоде приведена на рис. 3.6-21.

Рис. 3.6-21. Схема простейшего смесителя на одном диоде

Нелинейные свойства полупроводникового диода не могут быть выражены простой квадратичной зависимостью, как это было показано выше. В общем случае, аппроксимируя ВАХ диода рядом Тейлора, получим следующую зависимость:

\(I_д = I_0 + aU_д + bU_д^2 + c U_д^3 + ... \)

Учитывая, что к диоду прикладывается сумма напряжений сигнала и гетеродина \(U_д(t) = U_г(t) + U_с(t) = U_г \sin{(\omega t)} + U_с \sin{(\omega t)}\) , после подстановки получим следующее выражение для тока диода:

\(I_д = I_0 + a U_с \sin{\left(\omega_с t \right)} + a U_г \sin{\left(\omega_г t \right)} - \cfrac{b U_с^2}{2} \cos{\left(2 \omega_с t \right)} - \)

\(- \cfrac{b U_г^2}{2} \cos{\left(2 \omega_г t \right)} + b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_г - \omega_с \right) t \right)} - b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_с + \omega_г \right) t \right)} + ... \).

Видно, что в нагрузке смесителя будут присутствовать составляющие с частотой входного сигнала и сигнала гетеродина, а также многочисленные гармоники и сигналы комбинационных частот (к ним относятся все сигналы с частотами: \(m \omega_с \pm n \omega_г\), где \(m\) и \(n = 0, 1, 2, 3, ...\)). Среди них особенно вредны составляющие с частотами сигнала и гетеродина и их гармоники.

Рис. 3.6-22. Схемы балансных смесителей с синфазной (а) и противофазной (б) подачей напряжения гетеродина

Рис. 3.6-23. Схема кольцевого балансного смесителя

Балансный смеситель (рис. 3.6-22а) содержит два диода, которые включены так, что их токи протекают в первичной обмотке выходного трансформатора во встречных направлениях. При этом синфазные составляющие магнитного потока взаимно компенсируются, а противофазные - складываются. Напряжение гетеродина подается на диоды синфазно, а напряжение сигнала - противофазно. Т.е., к первому смесительному диоду прикладывается сумма напряжений сигнала и гетеродина \(U_{д1}(t) = U_г (t) + U_с(t)\) , а ко второму - их разность \(U_{д2} (t) = U_г (t) – U_с (t)\). Результирующий ток в первичной обмотке выходного трансформатора:

\(I_\Sigma = I_{д1} - I_{д2} \approx 2 a U_с \sin{\left(\omega_с t \right)} + 2b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_г - \omega_с \right) t \right)} - \)

\(-2b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_с + \omega_г \right) t \right)} + ... \).

Из представленной формулы видно, что составляющие токов с частотой гетеродина взаимно компенсируются и шумы гетеродина не попадают на выход смесителя. Проведя аналогичные вычисления для токов во входном трансформаторе можно увидеть, что балансный смеситель позволяет значительно снизить и мощность гетеродина, просачивающуюся в предшествующий ему каскад (например, в антенну приемника).

Схема смесителя на рис. 3.6-22(б) принципиально не отличается от схемы на рис. 3.6‑22(а). Разница состоит лишь в том, что напряжение гетеродина подается на диоды в противофазе, а напряжение сигнала в фазе. Однако из-за встречного включения диодов в этой схеме сохраняются те же фазовые соотношения и те же свойства, что и в балансном смесителе по схеме рис. 3.6-22(а). Выходной согласующий трансформатор \(Тр2\) может быть заменен на обычный ВЧ дроссель (включается между выходом и землей) с реактивным сопротивлением на промежуточной частоте, равным требуемому выходному сопротивлению смесителя, а в простейших низкокачественных схемах и на обычный резистор. Дополнительной особенностью данной схемы является равнозначность (функциональная идентичность) входа сигнала \(U_с\) и выхода \(U_{ПЧ}\), которые могут свободно меняться местами, при этом режим работы смесителя остается неизменным.

Двойной (или кольцевой ) балансный смеситель (рис. 3.6-23) обладает дополнительным преимуществом - высокой избирательностью по каналу прямого прохождения. В этом легко убедиться, найдя результирующий ток первичной обмотки выходного трансформатора, аналогично тому, как это делалось для обычного балансного смесителя:

\(I_\Sigma \approx 4b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_г - \omega_с \right) t \right)} + ... \).

Здесь, в отличие от балансного смесителя, отсутствует составляющая с частотой сигнала. Таким образом, благодаря симметрии используемых в схеме трансформаторов и диодов обеспечивается внутренняя взаимная развязка входов сигнала, гетеродина и выхода смесителя.

Кроме схемы построения, смесители принято классифицировать по уровню мощности сигнала гетеродина, подводимого к смесителю. Принята следующая классификация:

Таб. 3.6-1. Классификация смесителей

Качественный уровень смесителя	\(P_Г\)
очень низкий



очень высокий

С увеличением мощности гетеродина несколько изменяется режим работы диодов смесителя. Для смесителей очень низкого и низкого уровня (часто называются “смесителями стандартного уровня мощности”) характерен т.н. квадратичный режим , а для смесителей среднего, высокого и очень высокого уровня - переключательный режим . Работа в квадратичном режиме характеризуется меньшим уровнем побочных продуктов преобразования на выходе и сравнительно малым коэффициентом передачи смесителя, работа в переключательном режиме - более низким уровнем шумов и более широким спектром побочных продуктов.

Квадратичный режим применяется в смесителях бытовых радиоприемников, простейших измерительных приборов и т.п. Оптимальное напряжение гетеродина для работы в квадратичном режиме равно 0,1...0,3 В (для кольцевого смесителя без входного трансформатора несколько больше). В этом режиме линейное преобразование сохраняется до амплитуд сигнала, равных 0,1 амплитуды напряжения гетеродина. На рис. 3.6-24...3.6-26 представлено несколько схем простых диодных смесителей для бытовых радиоприемников.

В высококачественной аппаратуре и широкополосных трактах применяются только смесители среднего, высокого и очень высокого уровней. Эти смесители имеют схемы аналогичные уже рассмотренным. Вместо резонансных контуров на входах и выходах в них обычно применяются широкополосные трансформаторы на ферритовых кольцах. Для оптимизации параметров смесителя и получения максимального коэффициента передачи предпринимаются специальные меры по согласованию входов смесителя с выходами каскада предварительного усиления и гетеродина, а также на выходе смесителя. Практически стандартным стало использование в таких смесителях диодов с барьером Шоттки , которые обеспечивают увеличенный динамический диапазон смесителя и имеют низкий уровень собственных шумов.

Рис. 3.6-24. Простейший балансный смеситель для бытового радиоприемника

Рис. 3.6-25. Балансный смеситель для бытового радиоприемника (вариант 2)

Рис. 3.6-26. Кольцевой балансный сместитель для бытового радиоприемника

На рис. 3.6-27 приведены балансная и кольцевая балансная схемы смесителей для сигналов среднего уровня мощности и их сравнительные характеристики. Представленные смесители работают на частотах 30...300 Мгц, при применении соответствующих диодов и некотором изменении намоточных данных трансформаторов они могут использоваться и на других частотах.

Рис. 3.6-27. Балансный и кольцевой балансный смесители среднего уровня мощности и их параметры

Смесители высокого уровня мощности отличаются от описанного выше кольцевого балансного смесителя среднего уровня только тем, что каждое плечо смесительного кольца образовано не одним, а двумя последовательно включенными диодами Шоттки , что показано на рис. 3.6-28.

Рис. 3.6-28. Схема кольцевого балансного смесителя для сигналов высокого уровня мощности

В смесителях очень высокого уровня мощности каждый диод в кольце включается последовательно с цепью из параллельно соединенных резистора и конденсатора (рис. 3.6-29). Емкость конденсатора выбирается из такого расчета, чтобы его реактивное сопротивление на самой низкой частоте рабочего диапазона было \(\le 50 {Ом}\). На рис. 3.6-30 изображена еще одна схема смесителя для сигналов сверхвысокого уровня мощности. Она обладает расширенным динамическим диапазоном. Высокая эффективность достигается за счет параллельного включения двух смесительных колец и использования модифицированного симметрирующего трансформатора. Номинал конденсаторов в этой схеме выбирают таким образом, чтобы их реактивное сопротивление на минимальной рабочей частоте равнялось 25 Ом.

Рис. 3.6-29. Схема кольцевого балансного смесителя для сигналов сверхвысокого уровня мощности

Рис. 3.6-30. Схема кольцевого балансного смесителя с увеличенным динамическим диапазоном для сигналов сверхвысокого уровня мощности

Существуют и еще более сложные схемы диодных смесителей, рассчитанные на работу с сигналами сверхвысокого уровня мощности. Примером может служить т.н. “дуальный смеситель ”, который строится на базе двух ветвей из кольцевых балансных смесителей и цепей фазового согласования.

В общем случае, при конструировании широкополосных диодных смесителей необходимо придерживаться следующего ряда правил:

сигнал ПЧ должен сниматься с того же трансформатора, на который подается принимаемый сигнал, сигнал гетеродина подается на другой трансформатор смесителя (это важно для предотвращения проникновения сигнала гетеродина в тракт ПЧ);
следует обеспечить по возможности наиболее полное электрическое согласование (фазовый и амплитудный баланс) используемых диодов и трансформаторов, для этого необходимы: подбор экземпляров диодов с одинаковыми параметрами (существуют специальные диоды подобранные в пары и четверки в процессе производства), а также идентичность конструктивного исполнения обмоток трансформаторов;
особое внимание следует уделить согласованию импеданса на выходе ПЧ, к которому подключается специальный фильтр-диплексер, используемый в качестве нагрузки смесителя и обеспечивающий отфильтровывание ненужной зеркальной компоненты;
сигнал гетеродина должен подаваться на смеситель после усиления в линейном широкополосном усилителе мощности;
при монтаже трансформаторы и элементы квадрантов нужно располагать строго симметрично и соединять одинаковыми проводниками минимальной длины.

Все описанные выше смесители предназначены для получения сигналов ПЧ с частотой равной сумме или разности частоты исходного ВЧ сигнала и сигнала гетеродина. Как было показано выше, на выходе смесителя присутствуют составляющие и с другими комбинационными частотами, однако их амплитуды слишком малы, что делает совершенно не эффективным преобразование на такие частоты. Данное ограничение, как правило, не мешает строить и качественные схемы любой сложности и вполне компенсируется высокими характеристиками описанных выше балансных и кольцевых балансных смесителей.

Тем не менее, существует достаточно узкая группа устройств, где возможность преобразования по другому закону может оказаться полезной. Примером могут служить широко распространенные в любительской связной технике приемники прямого преобразования . Простота и дешевизна конструкции, высокие чувствительность и избирательность делают их очень удобными для использования в данной сфере. В таких приемниках качественный смеситель является важнейшим узлом схемы и его характеристики определяют все основные характеристики приемника в целом. Конечно, применение кольцевого балансного смесителя (например, по схеме рис. 3.6-29) наверняка позволяет достичь весьма высоких показателей, однако его точная балансировка в широком диапазоне частот в любительских условиях довольно затруднительна из-за влияния многих, часто не поддающихся учету факторов (качества ВЧ трансформаторов и экранировки, собственных емкостей компонентов и т.п.). Плохо настроенный смеситель значительно ухудшает параметры приемника - в антенну просачивается сигнал гетеродина, а сигналы мощных станций подвергаются прямому детектированию в смесителе. Решение данной проблемы состоит в применении специального вида смесителей, в которых производится преобразование не на суммарную или разностную частоту, а на одну из комбинационных частот более высокого порядка.

Для построения подобных смесителей необходимо использовать нелинейные элементы с вольт-амперной характеристикой, отличной от характеристики обычных смесительных диодов (как было показано выше, эта характеристика близка к квадратичной). Оказалось, что такому условию в полной мере соответствует пара однотипных кремниевых диодов, включенных встречно-параллельно (рис. 3.6-31). Вольт-амперная характеристика этой пары может быть приближенно описана уравнением кубической параболы:

\(I_д = aU_д + bU_д^3 \).

Рис. 3.6-31. Встречно-параллельное включение диодов и вольт-амперная характеристика такого узла

Если провести математический анализ работы рассматриваемого нелинейного элемента (такой же, какой был сделан в начале данного раздела для одиночного диода) при подаче на него двух сигналов с частотами \(\omega_г\) и \(\omega_с\), то окажется, что в результирующем токе будут преобладать составляющие с комбинационными частотами равными \(2 \omega_г \pm \omega_с\) .

Таким образом, смеситель, построенный на встречно-параллельной диодной паре , при применении в приемнике прямого преобразования будет требовать частоту сигнала гетеродина в два раза меньшую, чем частота входного сигнала. При этом сигнал гетеродина, просачивающийся во входные цепи, будет значительно ослабляться входным контуром (контур настроен на частоту сигнала, а не на частоту гетеродина). Вввиду симметричности характеристики нелинейного элемента эффект прямого детектирования мощных сигналов также полностью устраняется (при условии идентичности применяемых диодов).

Примеры двух схем простейших смесителей, построенных по рассмотренному принципу, приведены на рис. 3.6-32, 3.6-33. Наладка таких смесителей предельно проста и сводится к подбору близких по характеристикам диодов и согласованию входного и выходного импедансов. При необходимости достижения лучших параметров (для представленных схем характерны некоторая потеря мощности в цепи связи с гетеродином и наличие довольно большого числа комбинационных составляющих на выходе) могут быть использованы все те же решения, которые были рассмотрены для обычных диодных смесителей. Например, в схеме на рис. 3.6‑34 применено включение по балансной схеме.

Рис. 3.6-32. Простейший смеситель на встречно-параллельной диодной паре (вариант 1)

Рис. 3.6-33. Простейший смеситель на встречно-параллельной диодной паре (вариант 2)

Рис. 3.6-34. Балансный смеситель на встречно-параллельных диодных парах

В заключение необходимо отметить, что область применения смесителей на элементах с “кубической” характеристикой не ограничивается приемниками прямого преобразования. Они могут использоваться в модуляторах передатчиков, в супергетеродинных приемниках с высокой частотой входного сигнала и т.п.

В диодном преобразователе на вход нелинейного элемента, в качестве которого выступает диод, одновременно подаются два сигнала — напряжение входного принимаемого сигнала и напряжение гетеродина. В общем случае на этот же диод может быть подано напряжение смещения E0, которое обеспечит необходимый уровень отсечки сигнала гетеродина. Один из вариантов принципиальной схемы диодного смесителя сигналов с возможностью задания тока смещения через смесительный диод, приведен на рисунке 1.

Рисунок 1. Схема диодного смесителя

При коротком замыкании на выходе схемы ток через диод будет полностью определяться его статической вольтамперной характеристикой:

Вольтамперная характеристика частотно-преобразующих диодов аппроксимируется функцией

где I 0 — ток насыщения обратно смещенного p-n-перехода диода;
r б — сопротивление базы диода;
g — коэффициент, равный у большинства диодов 20—40 В –1

Напряжение на входе диодного преобразователя определяется суммой входного сигнала, сигнала гетеродина и напряжения смещения.

Напряжение на входе диодного преобразователя, вольтамперная характеристика диода, и ток на его выходе приведены на рисунке 2.

Рисунок 2. Форма напряжения и тока гетеродина в диодном преобразователе частоты

Как видно из этого рисунка, ток на выходе будет в основном зависеть от напряжения гетеродина, поэтому в спектре выходного сигнала естественно будет присутствовать составляющая этого сигнала. Кроме того, ток в схеме зависит и от полезного сигнала, а это значит, что в спектре выходного сигнала будет присутствовать и эта компонента. Избавиться от лишних компонент спектра в выходном сигнале можно только при помощи полосового фильтра. Спектр тока на выходе диодного преобразователя и характеристика фильтра

Рисунок 3. Спектр сигнала на выходе диодного смесителя

Как видно из рисунка 2, форма тока, а, следовательно, и напряжения на выходе преобразователя не совпадают. Это означает, что на выходе преобразователя образуются гармоники сигнала гетеродина. Уровень гармоник сигнала гетеродина существенно зависит от угла отсечки синусоидального колебания, который в свою очередь зависит от напряжения смещения E см и от амплитуды напряжения гетеродина U mг.

В показано, что существуют уровни сигнала гетеродина, при которых отсутствуют продукты нелинейности второго и третьего порядка. Коэффициент преобразования диодного смесителя не может превышать значения . График зависимости значения коэффициента преобразования диодного смесителя от уровня сигнала гетеродина и сопротивления источника сигнала и нагрузки, приведен на рисунке 4.

Рисунок 4. Коэффициент преобразования диодного смесителя

Параметр R на этом графике соответствует последовательному соединению сопротивления источника радиосигнала и нагрузки диодного смесителя. Из рисунка 5.5 можно определить, что

1. Коэффициент преобразования диодного смесителя увеличивается при увеличении амплитуды сигнала гетеродина. Сопротивление источника сигнала и нагрузки при этом должны быть уменьшены.

2. Увеличение тока смещения диода смесителя приводит к уменьшению требуемых сопротивлений источника сигнала и нагрузки. Коэффициент передачи смесителя при этом остается постоянным.

Рисунок 5. Коэффициент преобразования диодного смесителя на второй и третьей гармониках гетеродина.

Следует отметить, что форма колебания гетеродина оказывает существенное влияние на смесителя. В показано, что при ее приближении к прямоугольной, нелинейные искажения диодного смесителя значительно уменьшаются.

Литература:

Вместе со статьей "Диодный смеситель" читают:

Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные характеристики определяются множеством параметров...
http://сайт/WLL/ParSmes.php

Обычно операция умножения двух аналоговых сигналов осуществляется за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента...
http://сайт/WLL/Smes.php

Для того чтобы убрать из выходного сигнала напряжение гетеродина обычно применяют двухтактную схему, называемую балансным смесителем...
http://сайт/WLL/BalSmes.php

Уменьшить уровень радиосигнала на выходе преобразователя частоты позволяет схема кольцевого смесителя...
http://сайт/WLL/KolSmes.php

В ряде случаев в супергетеродинном приемнике очень трудно обеспечить удовлетворение требований по подавлению частоты зеркального канала и соседнего канала одновременно...
http://сайт/WLL/kvSmes.php

Смеситель на Si8901 с большим динамическим диапазоном
Повышает устойчивость к интермодуляции на КВ и УКВ, при пониженной мощности гетеродина

Ed Oxner, KB6QJ
(Из Ham Radio, March 1988, pp. 10…14)

Динамический диапазон радиоаппарата теснейшим образом связан с тем, насколько подавляются в его смесителе продукты интермодуляции, насколько хорошо смеситель справляется с большими уровнями сигналов и насколько мал уровень собственных шумов смесителя. Факт наличия усиления или потерь в смесителе является второстепенным, по отношению к выигрышу в величине динамического диапазона. На практике усиление при преобразовании, просто, перекладывает проблемы, связанные с динамическим диапазоном на последующие усилительные каскады. До сего времени, смесители, обеспечивающие более или менее достаточный динамический диапазон, требуют большого уровня напряжения гетеродина, как показано на сравнительном графике (Рис. 1).

Рис. 1. Сравнительный анализ двойных балансных смесителей

Популярный кольцевой двойной балансный диодный смеситель, показанный на Рис. 2, часто, в силу необходимой мощности гетеродина, приводит к компрессии входного сигнала, по крайней мере, на 6 дБ.

Рис. 2. Кольцевой диодный двойной балансный смеситель

Двойной балансный смеситель Si8901 фирмы Siliconix (Рис. 3) представляет собой монолитный кольцевой демодулятор, состоящий из четырёх полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), особенно подходит для работы в смесителях на КВ и УКВ диапазонах, где работая в режиме переключения (“цифровой” смеситель), он обеспечивает точку пересечения по составляющим интермодуляции третьего порядка до +37 дБм, при компрессии в 2 дБ и уменьшении чувствительности - в +30 дБм. Всё это – при мощности гетеродина всего лишь +17 дБм (50 мВт). Дополнительный выигрыш от малой мощности гетеродина в комбинации с высокой изоляцией сигнального и гетеродинного портов друг от друга - в двойном балансном смесителе: сигнал гетеродина меньше пролазит в сигнальные цепи. ИМС Si8901 выпускается в герметичном корпусе ТО-99, пригодна к применению в военной промышленности, также выпускается и в корпусе SO-14 для поверхностного монтажа, применима в радиолюбительских конструкциях везде, где требование большого динамического диапазона является желательным.

Рис. 3. Прототип коммутационного двойного балансного смесителя

Теория эффективности преобразования

В отличие от кольцевого диодного смесителя, коммутирующий смеситель базируется на переключающих свойствах четырёх полевых транзисторов, работающих в качестве смесителя. По сути дела, смеситель представляет собой пару ключей, реверсирующих фазу сигнала по закону, определяемому частотой гетеродина. В идеальном случае, при этом, ожидается отсутствие шумов. Поскольку полевые транзисторы (ПТ) в открытом состоянии имеют конечную величину сопротивления, эффективность преобразования выражается как потери. Эти потери заключаются в двух взаимосвязанных факторах: во-первых, сопротивлении сток-исток в открытом состоянии, относительно как к импедансу сигнальной, так и ПЧ цепей, во-вторых, в преобразовании сигнала на нежелаемые частоты.

Действие сопротивления сток-исток ПТ – rDS в открытом состоянии на импедансы сигнальной и ПЧ цепей (Rg и RL, соответственно), могут быть выведены из анализа эквивалентной схемы (Рис. 4), если принять форму напряжения гетеродина строго прямоугольной. Выражение 4/π² является мощностной функцией ряда Фурье в представлении идеализированных прямоугольных колебаний.

Рис. 4. Эквивалентная схема коммутационного смесителя(r on – сопротивление открытого канала ПТ, r off - закрытого)

Потери преобразования идеального смесителя с закороченными портами зеркального канала и суммарной частот (частота сигнала RF + частота гетеродина LO) могут быть выражены в сопротивлении сток - исток ПТ – rDS, Rg и RL следующим образом:

Если мы примем rDS = 0, а порты зеркального канала и суммарной ПЧ нагрузим резисторами, то минимально достижимые потери уменьшатся до:

После вычисления, получаем: Lc = -3,92 дБ. В практическом смысле нам необходимо добавить 3,92 дБ к результатам, полученным в уравнении (1) или на Рис. 5, чтобы получить реальные потери при преобразовании.

Рис. 5. Вносимые потери как функция от rDS, RL и Rg

Уравнение 1, предназначенное для расчёта при различных соотношениях Rg, RL и rDS (в проводящем состоянии) проиллюстрировано на Рис. 5 и показывает, насколько серьёзно влияет сопротивление открытых каналов полевых транзисторов на потери при преобразовании.

Интермодуляционные искажения

Несимметричный, одно-балансный и двух-балансный смесители различаются по их способности избирательно вырезать компоненты частоты помехи, как это обозначено в таблице 1.

Таблица 1

Сравнение модуляционных продуктов в одно-
и двух-балансных смесителях (до шестого порядка)

Одно-балансный смеситель	Двух-балансный смеситель



f1 + f2	f1 + f2
f1 + 3f2	f1 + 3f2
f1 + 5f2	f1 + 5f2
2f1 + f2
3f1 + f2	3f1 + f2
3f1 + 3f2	3f1 + 3f2
4f1 + f2
5f1 + f2	5f1 + f2

(Примечание к Таблице1: Как видно из таблицы, в одно-балансном смесителе присутствуют гармоники входного сигнала, поскольку этот тип смесителя балансируется только по напряжению гетеродина – UA9LAQ)

В большинстве применений смесителей, наиболее “страшными” продуктами интермодуляции (IMD) являются те, которые относятся к нечётным порядкам, а именно, к третьему (IMD3). Хотя диодный балансный смеситель представляет собой одно-балансный его тип, наиболее значимые интермодуляционные искажения в нём возникают при отклонении формы напряжения гетеродина от прямоугольной. Это явление можно обнаружить при пристальном изучении Рис. 6, который показывает влияние синусоидального напряжения гетеродина на изменение переходных характеристик.

Рис. 6. Действие синусоидальной формы сигнала гетеродина на линейность выходного сигнала ПЧ

Поскольку оптимальная по IMD работа требует, чтобы переключатели коммутационного смесителя работали в 50% цикле (это означает: полностью включены или полностью выключены на одинаковые промежутки времени), то необходимо напряжение смещения.

Walker [ 1 ] вывел формулу, показывающую предсказанное уменьшение уровня продуктов интермодуляции третьего порядка при подаче двухтонального сигнала, как функции времени нарастания и спада напряжения гетеродина:

Где: Vc – напряжение гетеродина (размах от пика до пика); Vs – пиковое напряжение сигнала; tr - время нарастания и спада напряжения гетеродина Vc; ω LO = 2πf LO, где f LO - частота гетеродина.

Уравнение (3) показывает, что при уменьшении Rg (которое в свою очередь уменьшает амплитуду напряжения Vs), уменьшается уровень интермодуляционных искажений, то же происходит и при повышении напряжения гетеродина Vc. Наконец, если мы можем обеспечить идеальную прямоугольную форму сигнала гетеродина, то мы получим отличный смеситель! Дополнительно, мы видим, что инжекция с “низкой” стороны более эффективна, чем с “высокой”. (Речь идёт, видимо, об низкоимпедансной инжекции напряжения гетеродина – UA9LAQ).

Дальнейшим подтверждением преимущества прямоугольной формы напряжения гетеродина, перед синусоидальной, является недостаток последней: в случае приближения полуволны, с интервалом в полупериод, к пересечению с нулевой отметкой, полевые транзисторы, по сути дела, теряют смещение, и серьёзная перегрузка по напряжению сигнала значительно усугубляет интермодуляцию. Воздействие на смещение затвора ПТ при синусоидальном управлении ясно видно на Рис. 6,7.

Рис. 7. Квадратичные характеристики, показывающие действие ключующего напряжения на возникновение искажений в режиме большого сигнала.

Таблица 2

Сравнение переменного напряжения на затворе ПТ относительно мощности гетеродина между нерезонансным и резонансным контуром с нагруженной добротностью = 14 (частота 150 МГц)

Мощность, мВт	Нерезонансное напряжение на затворе ПТ, В	Резонансное напряжение на затворе ПТ, В

	0,29
	0,33
	0,44	13,3

Строим смеситель

Базируясь на знаниях, полученных из анализа уравнения (3): низкое сопротивление источника, Rg и высокое напряжение гетеродина, Vc – являются идеальными условиями для смесителя. ИМС Si8901, используемая как смесительные ключи даёт в открытом состоянии сопротивление канала примерно 23 Ом при открывающем потенциале на затворе 15 В. При использовании популярного выходного трансформатора ПЧ 4: 1 для предусилителя со входным импедансом 50 Ом (RL / rDS ≈ 8), Рис. 5 предлагает наибольшую эффективность преобразования при Rg = 92 Ом. Это противоречит уравнению (3), которое показывает, что минимум интермодуляционных искажений соответствует минимально возможной величине Vs. Этот результат достигнут снижением Rg. Теперь становится ясно, что требуется выход из создавшегося положения. Либо мы отыскиваем условия для получения низких потерь при преобразовании и получаем, вместе с этим, низкий уровень шумов, либо обречены на генерацию повышенного уровня интермодуляционных искажений. К счастью, при большей отдаче от смесителя, динамический диапазон увеличивается из-за того, что несогласованный сигнальный порт имеет меньшее влияние на соотношение сигнал/шум, чем согласованный сигнальный порт на интермодуляционные искажения.

Устанавливаем величину ключующего напряжения

При использовании широкополосного трансформатора для передающих линий промышленного изготовления, характеристика диодного кольцевого балансного смесителя требует применения мощного гетеродина, для получения требуемого ключующего напряжения, чтобы удовлетворить условиям уравнения (3). Смесители на ПТ более ранних конструкций, для получения большого динамического диапазона, требовали ватты мощности гетеродина! [ 2 ]. Одним из очевидных средств получения большого напряжения ключевания является резонансный метод. Напряжение, получаемое на резонансном контуре, а, значит, и на затворах ПТ может быть высчитано как:

Где Р – мощность гетеродина, подводимая к резонансному контуру; Q – нагруженная добротность резонансного контура; Х – реактивное сопротивление затвора ПТ.

Поскольку ёмкость затвора ПТ зависит от приложенного напряжения, реактивное сопротивление зависит от приложенного напряжения возбуждения. Если всё оставить как есть, то это сильно уменьшит динамический диапазон смесителя по интермодуляции. Однако эта зависимость реактивного сопротивления от напряжения возбуждения может быть минимизирована комбинацией смещения на затвор и питания. Как мы видели из Рис. 6, напряжение смещения помогает получить необходимый 50% рабочий цикл, для получения оптимального уровня интермодуляции.

Таблица 2 и Рис. 8 дают интересное сравнение между резонансным питанием цепей затворов ПТ с нагруженной добротностью контура равной 14 и промышленным (широкополосным) питанием с использованием трансформатора с 50 на 200 Ом (100-0-100) 4: 1. Полный вид высоковольтного напряжения раскачки затвора можно увидеть на Рис. 9, который демонстрирует расчётную по уравнению (3) и измеренную величину интермодуляционных искажений.

Рис. 8. Влияние нагруженной добротности контура на напряжение на затворах ПТ (ключующее напряжение) в зависимости от мощности гетеродина

Разрабатываем смеситель

Достижение низкого импеданса источника малого сигнала может быть легко осуществлено применением широкополосного трансформатора 1: 1 Т1 – 1Т фирмы Mini-Circuits. Подобным же образом и по ПЧ хорошо себя зарекомендовал трансформатор Т4-1 (4: 1). Принципиальным отличием является осуществление резонансного питания затворов ПТ, которое подразумевает необходимость хорошего знания, как самой микросхемы, так и её действующей ёмкостной нагрузки. В технических данных на микросхему указано её типовое значение равное 4,4 пФ. Для осуществления хорошей изоляции между портами смесителя, критичной является симметрия схемы и монтажа. Если резонансный контур питается от несимметричного выхода гетеродина (коаксиальный кабель), то симметрию может обеспечить симметрирующий трансформатор (см. полную схему смесителя на Рис. 3).

Рис. 9. Действие величины ключующего напряжения на уровень интермодуляционных искажений

Работа коммутационного смесителя Si8901

Последующие испытания были проведены в диапазоне частот 2…30 МГц:

эффективность преобразования (потери)
двухтоновые испытания, определение точки пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка
уровень компрессии
уровень снижения чувствительности (запирание, десенситация)
коэффициент шума

Потери при преобразовании и получаемая точка пересечения нанесены на Рис. 10, как функция мощности “раскачки” смесителя от гетеродина.

Рис. 10. Точка пересечения и потери при преобразовании

Компрессия (сжатие динамического диапазона) в 2 дБ и уровни десенситации противодействуют друг другу, чего следует ожидать, основываясь на величине мощности раскачки смесителя от гетеродина в +17 дБм, напомним, что эффективная работа смесителя зависит от величины напряжения на затворах ПТ, а не от возбуждения затвора, выраженного как мощность. Оба параметра были измерены при уровнях + 30 дБм. Уровень однополосного шума составил 7,95 дБм.

Если разработчик смесителей последует концепции, изложенной в этой статье, ИМС Si8901 фирмы Siliconix позволит получить самый высокий динамический диапазон по отношению ко всем имеющимся современным смесителям. Достижение высокого управляющего напряжения резонансным методом, отнюдь не означает, что смеситель узкополосен. Перестройку контура можно осуществить многими из известных способов, например, электронным способом с помощью варикапов. Подразумевается, что резонансный контур может быть выходным для электронно-управляемой симметричной схемы гетеродина.

Литература:

1. H.P. Walker, “Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers”, Radio and Electronic Engineer, Vol. 46, No. 5, May 1967, pp. 247…255.
2. R.P. Rafuse, ”Symmetric MOSFET Mixers of High Dynamic Range”, Digest of Technical Papers, 1968 International Solid-State Circuits Conference, p. 122…123.

Следует отметить, что преобразователи на полевых транзисторах с изолированными затворами, размещёнными на одной подложке, весьма эффективны. Примером может служить популярный ныне смеситель на ИМС К590КН8А. Вот работает ли он, так как нужно, на 150 МГц – вопрос? Думаю, что переведённая статья поможет конструкторам грамотно подойти к конструированию таких важных узлов приёмопередающей аппаратуры, каким является смеситель. – UA9LAQ.

Свободный перевод с английского: Виктор Беседин (UA9LAQ)[email protected]
г. Тюмень декабрь, 2004 г

При конструировании приемников со смесителями на диодах следует принимать во внимание, что сигнал ПЧ получается по уровню меньше входного сигнала на величину потерь в смесителе (на 6-10 дБ). Однако смесители на диодах зачастую смогут обеспечить наименьший уровень шумов. Поэтому к выбору схемы смесителя следует походить с большой осторожностью.

Известно, что параметры радиоприемника во многом зависят от смесителя. Смеситель должен обладать высоким коэффициент передачи, малым уровнем шума (для повышения реальной чувствительности) и хорошо подавлять мешающие AM сигналы, т.е. не детектировать их (для повышения помехоустойчивости).

Этим критериям соответствуют широко известные смесители, сделанные по балансным и кольцевым схемам, которые не детектируют ни напряжение сигнала, ни напряжение гетеродина.

Рис.3
На рис. 1 показана схема простого балансного смесителя, а на рис. 2 показана схема кольцевого смесителя. Обе схемы выполнены на диодах 8 обоих смесителях (рис. 1 и рис. 2) использованы симметрирующие трансформаторы Тр1 и Тр2. намотанные на кольцевых ферритовых сердечниках жгутом, сложенным из трех проводов, скрученных вместе. На рис. 3 показана конструкция такого трансформатора.

Концы проводов в начале жгута помечены как к1 , к2 и к3. Обмотка, состоящая из провода 1, служит для входа сигнала, конец провода 2 соединяется с началом провода 3 - это соединение является средней точкой вторичной обмотки трансформатора и либо соединяется с землей, либо от этой точки берется сигнал для подачи его на УПЧ.

Трансформатор наматывается на кольце из высокочастотного феррита. Диаметр кольца может быть 4... 10 мм, магнитная проницаемость 20...1000. При этом, чем выше частота используемого сигнала, тем меньшей должна быть магнитная проницаемость феррита. Кольца с большой магнитной проницаемости применяются для НЧ диапазонов.

Рис.2
На ВЧ диапазонах достаточно 5... 15 витков. В большинстве случаев первичную обмотку можно настроить в резонанс, подключив параллельно ей конденсатор емкостью 40...500 пФ (подбирается при настройке). Число витков первичной обмотки зависит от сопротивления цепей, подключенных к смесителю.

Зачастую вместо первичной обмотки трансформатора используется контурная катушка последнего каскада УВЧ или гетеродина, на которую, поверх существующей обмотки, наматывается жгутик из двух скрученных вместе проводов, которые соединяются между собой также, как и вторичная обмотка трансформатора Тр1 или Тр2. Витки, намотанные жгутиком, должны располагаться возле заземленного конца контурной катушки.

Для достижения максимальной чувствительности. при настройке смесителя нужно подобрать напряжение гетеродина. Недостаточное напряжение уменьшает коэффициент передачи, а излишнее - увеличивает шум самого смесителя.

В обоих случаях чувствительность падает. Оптимальное напряжение лежит в пределах от долей вольта до 1...1,5 В (амплитудное значение).

Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами 1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET ).

Введение

Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET ), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).

Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является предметом данной статьи. Точнее, вниманию читателя будет предложено краткое обсуждение двух наиболее известных схем построения смесителей, таких как кольцевой диодный смеситель и «транзисторное дерево», для выявления их основных характеристик и последующего сравнения с упомянутой ранее новой схемой смесителя с отрицательной обратной связью, в котором неискаженность полезного сигнала может быть достигнута путем применения несложной схемотехники отрицательной обратной связи, известной по схеме транзисторного усилителя с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, существенно улучшающей характеристики смесителя по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3) и точке компрессии (P 1dB).

Кольцевой диодный смеситель

Кольцевые диодные смесители стали применяться с началом широкого использования полупроводниковых диодов в конце 1940-х годов и нелинейность их характеристики сразу стала очевидной 3,4 . Этот феномен до сих пор продолжает быть объектом пристального изучения в специальной литературе 5,6,7 .

Построение кольцевого диодного смесителя класса I иллюстрирует схема на рис.1 . Здесь четыре диода соединены в кольцо и попеременно переключаются в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» подаваемым с гетеродина (local oscillator – LO) сигналом.

Рис.1. Типичный кольцевой диодный смеситель класса I.

Требуемая для нормальной работы такого смесителя мощность сигнала гетеродина обычно составляет +7 dBm , для схем кольцевых диодных смесителей последующих классов требуемая мощность сигнала гетеродина достигает +17 dBm и более, что обусловлено стремлением к более высоким качественным показателям по интермодуляционным составляющим.

С целью последующего сравнительного анализа рассмотрим качественные характеристики по интермодуляционным составляющим и точке компрессии распостраненного кольцевого диодного смесителя класса I типа SBL-1 , производимого фирмой Mini-Circuits . Этот смеситель пользуется широкой популярностью среди разработчиков-радиолюбителей, а его коммерческий «двойник» SBA-1 распостранён ещё более широко, поэтому и был выбран для данного исследования.

По условиям тестирования уровень сигнала гетеродина частотой 10 МГц составлял требуемые +7 dBm , а на другой вход смесителя поступали два сигнала с частотами 500 кГц и 510 кГц . Эти частоты были выбраны исходя из рабочего диапазона частот смесителя SBL-1 и так же будут использоваться для последующего сравнительного тестирования других схем смесителей.

Качественные параметры смесителя SBL-1 иллюстрирует рис.2 , а их численные значения сведены в табл.1 .

Рис.2. Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1, 10 dBm/дел.

Это объективно типичные характеристики кольцевого диодного смесителя класса I, но, как будет показано ниже, более высокие уровни IIP 3 — и P 1dB -параметров могут быть достигнуты при значительно меньшей мощности сигнала гетеродина в активном смесителе, построенном на базе двух усилителей с отрицательной обратной связью.

Табл.1.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-9 dBm
f 2	510 кГц	-9 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	+7 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-14 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-14 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-56 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-56 dBc

Gain		-5 dB
IIP 3		+19 dBm
P 1dB		-4.5 dBm

Смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET)

Рис.3.

В высококачественных кольцевых смесителях вместо диодов используются ключевые полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET ). Типовая схема такого смесителя представлена на рис.3 .

Для смесителей этого типа характерна точка пересечения по продуктам интермодуляции 3-го порядка (input intercept points — IIP 3) выше +40 dBm , но ценой очень высокого уровня мощности сигнала гетеродина, обычно +17 dBm и выше, что на практике часто мешает их применению в портативной радиоаппаратуре. Однако по своим характеристикам он превосходит кольцевой диодный смеситель класса III.

В профессиональной и радиолюбительской литературе 8,9,10,11,12,13,14 очень широко обсуждается тема построения кольцевых смесителей на мощных ключевых полевых транзисторах и довольно затруднительно уделить этой теме достаточно внимания не отвлекаясь собственно от цели данной статьи.

Смеситель по схеме «транзисторное дерево»

На рис.4 приведена функциональная схема смесителя типа «транзисторное дерево». Первоначально запатентованный в 1966-м году Ховардом Джонсом (Howard Jones) как синхронный детектор 15 , этот очень популярный активный смеситель известен больше как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell), в соответствии с более поздним патентом и использованием этой схемы в качестве базовой при построении аналоговых перемножителей 16 . Этот смеситель по своему построению является производной семейства ламповых синхронных демодуляторов 17 .

Рис.4. Смеситель по схеме «транзисторное дерево», известный также как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell).

Здесь входной сигнал промежуточной частоты (IF) через трансформатор T 2 противофазно управляет дифференциальным источником тока на транзисторах VT 2 и VT 5 . Для стабилизации коэффициента преобразования смесителя в широком диапазоне уровней входного сигнала, а также для снижения влияния нелинейности транзисторов VT 2 и VT 5 в эмиттеры и между ними включены резисторы последовательной отрицательной обратной связи по току R 4 ..R 6 .

Выходные токи дифференциального источника тока, то есть коллекторные токи транзисторов VT 2 и VT 5 , противофазно коммутируются транзисторами дифференциальных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , попеременно переключаемыми в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» сигналом, подаваемым с гетеродина LO через трансформатор T 1 . Коллекторы транзисторных пар взаимно крест-накрест соединены, поэтому, благодаря суммированию токов на резисторах нагрузки R 3 и R 7 , сигналы гетеродина и промежуточной частоты подавляются, а продукты их смешения, в том числе полезный радиосигнал RF, выделяются на первичной обмотке трансформатора T 3 .

С целью проверки характеристик показанный на рис.4 смеситель был собран на производимой фирмой Harris микросхеме CA3054 (теперь её производит фирма Intersil — прим. переводчика), содержащей два идентичных дифференциальных усилителя. При напряжении питания равном +12 В и сопротивлении резисторов R 4 ..R 6 равном 100 Ом (использовалась резисторная сборка из трёх резисторов) напряжение на базах транзисторов VT 2 и VT 5 было установлено равным +2.1 В , при этом коллекторный ток смещения этих транзисторов составил 15 мА . Напряжение на базах транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 было установлено равным +4.7 В . Таким образом рабочая точка транзисторов VT 2 и VT 5 оставалась на линейном участке их характеристики во всём диапазоне уровней входного сигнала 18 . Все трансформаторы T 1 , T 2 и T 3 Fair-Rite 2843-002-402 (бинокуляр-трансфлюктор). При соотношении обмоток 1:1:1 входные и выходной импедансы смесителя составляют 50 Ом .

Условия тестирования смесителя были такими же, как и для кольцевого диодного смесителя, за исключением уровня сигнала гетеродина, который составлял 0 dBm (1 мВт ). Этот уровень был установлен для всех рассматриваемых в данной статье активных смесителей, вполне удовлетворительно работающих и при таких низких уровнях сигнала гетеродина как -6 dBm (0.25 мВт ).

Рис.5 и табл.2 иллюстрируют качественные характеристики смесителя по схеме «транзисторное дерево». Точка компрессии P 1dB характеристики такого смесителя расположена выше, чем у кольцевого диодного смесителя, а точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3 ) — ниже. Однако, несмотря на тот факт, что требуемый для работы смесителя типа «транзисторное дерево» уровень сигнала гетеродина существенно ниже чем для кольцевого диодного смесителя, его качественные характеристики по уровню интермодуляционных искажений уступают кольцевому диодному смесителю незначительно.

Рис.5. Интермодуляционные искажения смесителя по схеме «транзисторное дерево», 10 dBm/дел.

Табл.2.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-7 dBm
f 2	510 кГц	-7 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-5.5 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-5.5 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-42.5 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-42.5 dBc

Gain		-1.5 dB
IIP 3		+17.5 dBm
P 1dB		+4.5 dBm

Долгое время считалось, что основным препятствием для получения в смесителе по схеме «транзисторное дерево» более высоких характеристик по уровню вносимых интермодуляционных искажений являются управляющие транзисторы VT 2 и VT 5 , работающие как управляемые напряжением источники тока. 19,20 Для коррекции этого недостатка успешно использовался ряд методов, описанных в литературе. 19,21,22 Но все эти методы игнорируют другие источники интермодуляционных искажений, такие как нелинейность коэффициента передачи тока h fe управляющих транзисторов, а также нелинейность характеристик четырех переключающих их ток транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 . Эти недостатки могут быть преодолены применением цепи комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связи (series/shunt feedback ), охватывающей все транзисторные узлы смесителя, по аналогии с транзисторными усилительными каскадами.

Усилитель с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (series/shunt feedback )

На рис.6 приведена схема транзисторного усилителя с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (ООС).

Рис.6.

Последовательная ООС (series feedback ) образована резистором R 2 , включенным в эмиттерную цепь транзистора VT 1 . Параллельная ООС (shunt feedback ) образована резистором R 1 , включенным между коллектором и базой транзистора VT 1 .

Входное и выходное сопротивление такого усилителя определяется соотношением 23,24:

а коэффициент усиления по мощности:

Такая топология отрицательной обратной связи позволяет простыми средствами повысить линейность транзисторного усилителя и, кроме того, легко реализуема в схеме смесителя типа «транзисторное дерево».

(вариант 1)

Схема линеаризованного активного смесителя по схеме «транзисторное дерево», охваченного глубокой ООС, приведена на рис.7 . Первый линеаризованный «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС образован путем включения отдельных резисторов параллельной ООС (shunt feedback ) R 2:R 3 между коллекторами транзисторов ключевой транзисторной пары VT 1:VT 3 и базой управляющего транзистора VT 2 через развязывающий конденсатор C 1 . Последовательная ООС (series feedback ) образована цепью из трех резисторов R 5:R 9:R 13 . В результате «усиливаемый» сигнал промежуточной частоты IF, который подавляется в базовой схеме «транзисторного дерева», здесь выделяется как синфазный на резисторах нагрузки и через цепь параллельной ООС R 2:R 3:C 1 подается в базу управляющего транзистора VT 2 . В то же время сигналы гетеродина LO и результирующей радиочастоты RF на базе транзистора VT 2 подавляются. Таким образом схема работает как усилитель только для сигнала промежуточной частоты IF, и поскольку цепь комбинированной последовательно-параллельной ООС охватывает все три транзистора, то вносимые ими искажения, обусловленные их нелинейностью, компенсируются.

Рис.7.

Аналогично вторая транзисторная пара VT 4:VT 6 со вторым управляющим транзистором VT 5 и соответствующими цепями параллельной и последовательной ООС образуют второй линеаризованный «усилитель». Заметим, что три резистора R 5:R 9:R 13 играют ту же роль, что и резистор R 2 в схеме на рис.6 и выражениях и .

Выходной трансформатор T 3 подключен к коллекторам транзисторов транзисторных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 через четыре 100-омных резистора R 7:R 8:R 10:R 11 таким образом, что сигналы с частотой гетеродина LO и промежуточной частоты IF на его первичной обмотке подавляются и на выходе смесителя присутствуют только продукты их смешения.

Для тестирования линеаризованного таким образом активного смесителя была собрана схема из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. При сопротивлении резисторов параллельной ООС R 2 , R 3 , R 15 и R 16 равном 330 Ом входное и выходное сопротивление обоих «усилителей» было примерно по 100 Ом , а усиление каждым «усилителем» сигнала промежуточной частоты IF составило около +6.7 dB .

Рис.8. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1), 10 dBm/дел.

Табл.3.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-3 dBm
f 2	510 кГц	-3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-10 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-10 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-49 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-49 dBc

Gain		-7 dB
IIP 3		+21.5 dBm
P 1dB		+5.5 dBm

Приведенные на рис.8 и в табл.3 результаты тестирования показывают, что, по сравнению с рассмотренным ранее смесителем типа «транзисторное дерево», схема которого изображена на рис.4 , собранный по приведенной на рис.7 схеме линеаризованный активный смеситель с комбинированной ООС имеет более высокие характеристики по уровню вносимых интермодуляционных искажений и превосходит кольцевой диодный смеситель SBL-1 фирмы Mini-Circuits при существенно меньшем уровне сигнала гетеродина LO. Несколько страдает точка компрессии P 1dB , — это вызвано неполным подавлением сигнала гетеродина LO на коллекторах транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , что приводит к слишком раннему их насыщению. Происходит это из-за четырех 100 -омных резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 в перекрестии между коллекторами этих транзисторов, тогда как в смесителе «транзисторное дерево» на рис.4 соответствующие коллекторы транзисторов соединены друг с другом непосредственно и сигнал гетеродина на них подавляется практически полностью. Кроме того, эта цепь из резисторов вносит излишнее затухание выходного сигнала — около 6 dBm . Этого недостатка удалось избежать путем совмещения выходных сигналов смесителя не на резисторах, а с помощью так называемого «гибридного» трансформатора.

Совмещение сигналов с помощью «гибридного» трансформатора

Гибридные трансформаторы 25,26,27 (известные также как мостовые трансформаторы или симметричные трансформаторы) ранее широко применялись в телефонных усилителях, но с использованием соответствующих ферромагнитных материалов легко нашли свое применение и в высокочастотных схемах.

В схеме на рис.9 гибридный трансформатор используется для выделения разностного сигнала из двух сигналов с синфазной составляющей. Имеющие синфазную составляющую сигналы подаются на противоположные выводы первичной обмотки трансформатора, которая имеет отвод от середины и изолирована от вторичной. При таком включении синфазная составляющая появляется на средней точке первичной обмотки трансформатора, а разностный сигнал выделяется на его вторичной обмотке. Происходит это потому, что ток в первичной обмотке протекает только при разном потенциале на противоположных выводах обмотки.

Рис.9 Выделение разностного сигнала при помощи «гибридного» трансформатора.

Пусть первичная и вторичная обмотки такого трансформатора имеют по 2N и M витков соответственно. Тогда для согласования с нагрузкой значения сопротивлений в схеме на рис.9 должны быть связаны следующими соотношениями:

Использование для совмещения выходных сигналов в схеме смесителя на рис.7 цепи из четырех резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 привело к уменьшению коэффициента передачи смесителя на 6 dBm . Применение для той же цели гибридного трансформатора сводит эти потери на нет, поэтому, говоря о такой топологии схемы, часто используют термин «lossless» (т.е. «без потерь» или «без затуханий»).

Линеаризованный активный смеситель без потерь полезного сигнала (вариант 2)

На рис.10 приведена схема линеаризованного активного двухбалансного смесителя, в котором для совмещения выходных сигналов применена lossless -топология с использованием гибридных высокочастотных трансформаторов. Схема содержит два одинаковых балансных активных смесителя, поэтому достаточно рассмотреть работу одного из них.

Рис.10.

Для начала представим себе, что смеситель в целом нагружен по выходу RF на сопротивление нагрузки R L (на схеме не показан). Тогда приведенное значение сопротивления нагрузки для каждого из составляющих его балансных смесителей будет равно 2R L . При этом, если обмотки гибридных трансформаторов T 3 и T 4 выполнены с соотношением количества витков 1:1:1 , то сопротивление в средней точке их первичной обмотки также будет составлять 2R L , а сопротивление на концах этой обмотки будет равно 4R L .

Периодическое противофазное переключение транзисторов VT 1 и VT 3 сигналом гетеродина LO модулирует коллекторный ток транзистора VT 2 , создавая тем самым дифференциальный сигнал в первичной обмотке трансформатора T 3 . Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT 2 — величина постоянная, эквивалентная параллельно соединенным сопротивлениям в коллекторных цепях транзисторов VT 1 и VT 3 и равная сопротивлению в средней точке гибридного трансформатора, т.е. 2R L . Таким образом и в этой схеме можно реализовать «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС (series/shunt feedback ).

Предположим, что вторичные обмотки обоих выходных гибридных трансформаторов друг от друга отсоединены и нагружены каждая на свое сопротивление нагрузки. В этом случае напряжения на коллекторах четырех транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 определяются соответственно выражениями , , и :

A IF — амплитуда сигнала промежуточной частоты;
G — определяемый выражением коэффициент усиления «усилителя»;
— значение частоты гетеродина;
— значение промежуточной частоты;
I bias — коллекторный ток смещения транзистора VT 2 .

Крайнее правое слагаемое в равенствах и представляет собой дифференциальный сигнал несущей гетеродина в первичной обмотке трансформатора T 3 . Он эквивалентен сигналу в первичной обмотке трансформатора T 4 , но противоположен по фазе (равенства и ). Баланс этих двух сигналов, при соответствующем соединении вторичных обмоток этих двух трансформаторов (см. рис.10 ), обеспечивает эффективное подавление сигнала гетеродина и выделение продуктов смешения, в том числе полезного радиосигнала RF, на выходе смесителя. В идеальном случае (т.е. при отсутствии потерь) выражения, описывающие напряжения на коллекторах тех же четырех транзисторов, принимают следующий вид:

Восстановленные сигналы промежуточной частоты на средних точках первичной обмотки выходных гибридных трансформаторов T 3 и T 4 описываются выражениями:

а сигнал на выходе смесителя описывается выражением:

которое, при условии равенства M=N, принимает вид:

Схема для тестирования была собрана, опять таки, из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. Два гибридных трансформатора T 3 и T 4 имели такую же конструкцию, что и входные трансформаторы T 1 и T 2 , и при соотношении обмоток 1:1:1 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402 . Поэтому входное и выходное сопротивление каждого из балансных смесителей составляло по 100 Ом . Соответственно, с учетом параллельного соединения вторичных обмоток трансформаторов T 3 и T 4 , входное и выходное сопротивление смесителя составляет 50 Ом .

Тестировалась схема на рис.10 при тех же частотах и уровне сигнала гетеродина, что и предыдущая. Рис.11 и табл.4 иллюстрируют качественные показатели смесителя. В результате того, что уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составил -53 dBc , точка пересечения IIP 3 выходит соответственно на вполне удовлетворительный уровень +29.5 dBm . Также и точка компрессии P 1dB поднялась до +10.5 dBm . Таким образом, использование в схеме гибридного трансформатора позволило сконструировать активный смеситель, соперничающий по своему низкому уровню интермодуляционных искажений с кольцевым диодным смесителем III-го класса, но требующий при этом гораздо меньшей мощности сигнала гетеродина.

Рис.11. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2), 10 dBm/дел.

Табл.4.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	+3 dBm
f 2	510 кГц	+3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	0 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	0 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-53 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-53 dBc

Gain		-3 dB
IIP 3		+29.5 dBm
P 1dB		+10.5 dBm

Чувствительность к реактивной нагрузке

Ввиду вышесказанного был собран полосовой фильтр сосредоточенной селекции с центральной частотой 10.7 МГц и полосой пропускания 500 кГц , схема которого приведена на рис.12 . Измеренное собственное затухание фильтра составило 5.5 dB и учитывалось в результатах последующих измерений.

Рис.12.

Из приведенных в табл.5 результатов измерений видно, что кольцевой диодный смеситель SBL-1 в самом деле очень чувствителен к подключению на его выходе вместо чисто активной согласованной нагрузки узкополосного фильтра промежуточной частоты: точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 при этом падает на 11.5 dB , а точка компрессии P 1db на 3 dB . Активные смесители, все без исключения, показали по существу меньшую чувствительность к частотнозависимой нагрузке, точка компрессии P 1db при этом осталась на прежнем месте, а точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 упала не более чем на 1 dB во всех трех случаях.

Табл.5.

	Кольцевой диодный смеситель SBL-1	Активный смеситель по схеме «транзисторное дерево»	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 2)
P 1db	-4.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+19dBm	+17.5dBm	+21.5dBm	+29.5dBm
Полосовой фильтр на рис.12 в качестве нагрузки:
P 1db	-7.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+7.5dBm	+16.5dBm	+20.75dBm	+28.5dBm

В полученных результатах нет ничего удивительного. В случае с кольцевым диодным смесителем энергия сигнала с ненагруженного выхода отражается обратно в диодную схему, где она может затем взаимодействовать с нелинейностью диодных переходов. И напротив, отраженная обратно в активный смеситель энергия сигнала гасится в сопротивлениях нагрузки переключающих транзисторов, а нелинейные переходы база-эмиттер оказываются изолированными из-за малых коэффициентов обратной передачи тока транзисторов.

Заключение

Итак, активный смеситель с цепью комбинированной последовательно-параллельной ООС показал такие качественные характеристики, которые являются желательными и при разработке высококачественных радиочастотных приемопередающих систем. Дальнейшие усовершенствования, включая использование альтернативных топологий отрицательной обратной связи, имеющее целью улучшение шумовой характеристики смесителя, позволят получить смеситель с очень широким динамическим диапазоном, не требующий чрезмерных уровней мощности от гетеродина.

Литература:

Trask, Chris, «Feedback Technique Improves Active Mixer Performance»; RF Design, September 1997.
Patent pending.
Belevitch, V., «Non-Linear Effects in Ring Modulators»; Wireless Engineer, Vol.26, May 1949, p.177.
Tucker, D. G., «Intermodulation Distortion in Rectifier Modulators»; Wireless Engineer, June 1954, pp.145-152.
Gardiner, J.G., «An Intermodulation Phenomenon in the Ring Modulator»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, No.4, April 1970, pp.193-197.
Walker, H.P., «Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, No.5, May 1976, pp.247-253.
Maas, Stephen A., «Two-Tone Intermodulation in Diode Mixers»; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, No.3, March 1987, pp.307-314.
Evans, Arthur D.(ed), «Designing with Field-Effect Transistors»; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
Rohde, Ulrich L., «Recent Developments in Circuits and Techniques for High-Frequency Communications Receivers»; Ham Radio, April 1980, pp.20-25.
Rohde, Ulrich L., «Key Components of Modern Receiver Design»; QST, May 1994, pp.29-31 (pt.1), June 1994, pp.27-31 (pt.2), July 1994, pp.42-45 (pt.3).
Rohde, Ulrich L., «Recent Advances in Shortwave Receiver Design»; QST, November 1992, pp.45-55.
Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Ham Radio, March 1982, pp.30-35 (pt.1), April 1982, pp.38-44 (pt.2).
Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Proceeding WESCON 81, pp.24/1-17.
Rohde, Ulrich L. and T.T.N. Bucher, «Communications Receivers: Principles and Design, 1st ed.»; McGraw-Hill, 1988.
Jones, Howard E., «Dual Output Synchronous Detector Utilizing Transistorized Differential Amplifiers»; U.S.Patent 3.241.078, 15 March 1966.
Gilbert, Barrie, «Four-Quadrant Multiplier Circuit»; U.S.Patent 3.689.752, 5 September 1972.
Schuster, N.A., «A Phase-Sensitive Detector Circuit Having High Balance Stability»; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, No.4, April 1951, pp.254-255.
Sullivan, Patrick J. and Walter H. Ku, «Active Doubly Balanced Mixers for CMOS RFICs»; Microwave Journal, October 1997, pp.22-38.
Chadwick, Peter, «The SL6440 High Performance Integrated Circuit Mixer»; WESCON 1981 Conference Record, Session 24, pp.2/1-9.
Chadwick, Peter, «More on Gilbert Cell Mixers»; Radio Communications, June 1998, p.59.
Heck, Joseph P., «Balanced Mixer With Improved Linearity»; U.S. Patent 5.548.840, 20 August 1996.
Gilbert, Barrie, «The MICROMIXER: A Highly Linear Variant of the Gilbert Mixer Using a Bisymmetric Class-AB Input Stage»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, September 1997, pp.1412-1423.
Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach, and Robert Chin, «Wide-Band Ultralinear Amplifier from 3 to 300 MHz»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, No. 4, Aug 1974, pp. 167-175.
Ulrich, Eric, «Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR», Microwaves, October 1978, pp. 66-70.
Gross, Tom, «Hybrid Transformers Prove Versatile in High-Frequency Applications», Electronics, March 3, 1977, pp. 113-115.
Sartori, Eugene F., «Hybrid Transformers», IEEE Transactions on Parts, Materials, and Packaging (PMP), Vol. PMP-4, No. 3, September 1968, pp.59-66.
Bode, Hendrik W., «Coupling Networks», U.S. Patent 2,337,965, December 28, 1943.
Yousif, A.M. and J.G. Gardiner, «Distortion Effects in a Switching-Diode Modulator with Tuned Terminations», Proceedings of the IEE, Vol. 119, No. 2, February 1972, pp. 143-148.

Original text:

Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, October 1998, pp. 13-23.

Разделы